LES SEMI-CONDUCTEURS
Chapitre
1: Les semi-conducteurs
On
trouve fondamentalement deux types matériaux constituant les semi-conducteurs,
le Germanium et le Silicium. Dans
les premiers temps on ne trouvait que du Germanium, depuis de nombreuses années
le Silicium domine. Dans ce qui suivra, il sera question quasi exclusivement du
Silicium sauf remarque spécifique. Jusqu'à présent nous n'avons traité que
de composants linéaires. Une résistance est un composant linéaire et si nous
traçons sa caractéristique nous obtenons une droite. Le fait de passer avec
des tensions négatives ne change pas la constante qui est la résistance. Avec
les semi-conducteurs que nous allons étudier, il n'en sera pas de même.
1.
Structure
Un
semi-conducteur comme son nom l’indique n’est pas assez bon conducteur pour
être utilisé comme conducteur ni assez bon isolant pour être utilisé comme
isolant. C’est pour cela qu’on le nomme semi-conducteur.
Un
semi-conducteur est un corps dont la résistivité se classe entre celle des
conducteurs et celle des isolants à la température ordinaire.
La résistivité
d’un conducteur croît avec la température selon une loi linéaire et dans de
très faibles proportions.
La résistivité
d’un semi-conducteur décroît lorsque la température augmente selon une loi
exponentielle très rapide.
L’agitation
thermique ou le champ électrique qui libère un électron d’un atome, laisse
à sa place un manque d’électron appelé lacune ou trou.
L’atome devient un ion positif. Si par hasard, un électron supplémentaire
vient se fixer sur un atome, il est chargé négativement : c’est un ion
négatif.
Un
électron est une charge négative élémentaire réelle et un courant électrique
consiste à orienter les mouvements des électrons dans un même sens, du pôle
négatif au pôle positif du générateur.
Une lacune
peut-être comparée à une charge positive élémentaire fictive qui se déplacerait
en sens inverse des électrons c’est-à-dire du pôle positif au pôle négatif
du générateur; c’est le sens arbitraire traditionnel du courant électrique.
Le matériel
semi-conducteur le plus répandu est le silicium. On le retrouve sous la forme
de cristaux. Un atome de silicium a sur sa dernière couche 4 électrons et il
serait bien content d’en avoir huit. C’est pourquoi il s’associe avec 4
autres atomes à l’aide de liens covalents.
14 e- (2-8-4) = Si
32 e- (2-8-18-4) = Ge
Le
silicium comme tel est très résistif, ce qui fait qu’à l’état pur, il
n’est guère très utile (silicium pur = silicium intrinsèque).
On modifie la résistance des semi-conducteurs
en introduisant des “impuretés” dans leur structure. On dit que le
semi-conducteur est dopé (semi-conducteur dopé = semi-conducteur extrinsèque).
Ceci est réalisé en introduisant des atomes ayant des électrons en plus ou en
moins sur leur dernière couche.
L’addition d’un élément
pentavalent (5 e- sur sa dernière couche), comme le phosphore,
l’arsenic ou l’antimoine crée un surplus d’électrons. Les liens étant
complétés, les électrons en trop peuvent se promener d’un atome à
l’autre. Ce type de dopage produit un semi-conducteur de type N.
L’addition
d’un élément trivalent (3 e- sur sa dernière couche), comme
l’aluminium, le bore, le gallium, l’indium crée un manque d’électrons
qu’on appelle “trous”. Ce type de dopage produit un semi-conducteur de
type P.
Un électron
manquant dans la structure laisse une place libre où un électron peut venir se
placer en provenant du lieu voisin, laissant alors un trou où il était. Le
courant électrique est appelé un courant de trous, les trous semblant se déplacer.
2.
La jonction PN
Que se passe-t-il lorsqu’on réunit un matériel P
et un matériel N ensemble ? On obtient la jonction PN
Par effet de diffusion, les
électrons du côté N traversent du côté P et tombent dans les trous. Les
atomes, du côté P, deviennent des ions négatifs (1 électron en plus). De l’autre
côté (N), les atomes perdant un électron deviennent des ions positifs (1
proton en plus).
Diffusion : c’est le phénomène par
lequel les corps placés en contact se mélangent sans qu’il y ait brassage de
molécules.
On a alors autour de la
jonction ce qu’on appelle un dipôle. Ce processus va se continuer jusqu’à
ce que le champ électrique créé par le dipôle soit assez puissant pour
empêcher d’autres électrons de traverser la jonction, on aura alors l’équilibre.
Cette barrière de potentiel créée vaut 0.7 volt pour le silicium.
3.
La diode, symbole :
La diode est constituée d'un barreau
de matériau type P accolé à un barreau de matériau de type N. On
remarque immédiatement l'anode et la cathode qui seront les électrodes de
notre composant.
Les électrons entrent du
côté N et pénètrent ensuite dans la zone de déplétion comme électrons
libres en annulant les ions positifs. Ceux qui quittent du côté P laissent des
trous qui atteignent la zone de
déplétion annulant les ions négatifs. À la jonction les électrons du côté
N tombent dans les trous du côté P et atteignent la sortie du bloc P par
courant de trous. La zone de déplétion n’existe donc plus et toute la diode
est conductrice.
Le champ électrique causé par
la source s’additionne à celui du dipôle. La zone de déplétion s’épaissit
jusqu’à ce que son potentiel soit égal à celui de la source. La zone de
déplétion n’étant pas conductrice, la diode est bloquée, c’est-à-dire
qu’aucun courant ne la traverse.
Voici
le montage. Remarquez que nous avons connecté le (+) de l'alimentation à l'anode
de la diode et le (-) par l'intermédiaire de la résistance à la cathode. Ce
branchement provoquera la circulation du courant, on dira que la diode est polarisée
dans le sens passant. Si nous avions adopté l'autre sens (le + sur la
cathode) nous aurions polarisé notre diode en inverse et aucun courant
n'aurait circulé, notre diode aurait été bloquée et polarisée dans le sens
non passant.
Résistance
“chutrice” RS : RS
est une résistance qui a pour rôle de limiter le courant qui circule dans la
diode. Plus RS est grande, plus le courant dans
la diode est petit. Chaque circuit à diode que nous étudierons comportera une
résistance “chutrice” en série avec la diode. La résistance RS sera choisie de façon à garder le courant direct
inférieur au courant limite de la diode.
Pour
notre expérience, nous allons faire varier la tension du générateur de 0 à +
VCC (nouveau terme indiquant la
tension maximum d'alimentation continue) en relevant à chaque fois le courant
qui circule dans le circuit et la tension aux bornes de la diode. Une fois ceci
effectué, nous inverserons les pôles du générateur et prendrons des mesures
de la même façon que précédemment. Ces relevés nous permettrons d'établir
graphiquement les caractéristiques tension versus courant de la diode.
- Dans la région directe, quand la tension aux bornes de la diode
est inférieure à 0,7 V, aucun courant ne circule dans le circuit, c'est comme
si nous avions un interrupteur ouvert. À 0,7 V, brutalement le courant
apparaît. Si nous augmentons la valeur de la tension fournie par le
générateur, la tension aux bornes de la diode reste sensiblement constante et
égale à 0,7 V.
D'ailleurs
on appellera cette tension, la tension de seuil, c'est explicite. Cette tension
de seuil est de 0,7 V pour le silicium et 0,2 à 0,3 V pour le germanium.
Lorsqu’on
tend vers la barrière de potentiel (0.7 volt pour le silicium), de nombreux
électrons libres et trous commencent à traverser la jonction et le courant
augmente fortement. Au-delà de 0.7 volt, une petite variation de tension
produit une forte augmentation de courant. On est alors au coude de la diode. La
valeur pratique de cette tension de seuil ou de coude est l’abscisse E0 du
point d’intersection de l’axe des tensions et du prolongement de la partie
rectiligne de la caractéristique.
Résistance
directe :
Nous
l'avons déjà dit, la diode n'est pas un élément linéaire aussi définit-on
sa résistance statique. Celle-ci sera égale au quotient V/I. Si l'on regarde
la caractéristique plus haut, il apparaît clairement que si l'on se déplace
sur la courbe et que l'on choisisse un autre point le quotient V/I donnera une
autre valeur. La résistance statique est donc dépendante du point de
fonctionnement de la diode. On définit par ailleurs une résistance dynamique
qui prend en compte l'excursion sur la caractéristique de la diode. Pour
calculer cette résistance dynamique, on choisit deux points et l'on calcule le
quotient qui sera de la forme :
∆V
Rd
= ---------
∆I
Cette
résistance interne de la diode est appelée “résistance extrinsèque” ou
“bulk” en anglais.
Pour
éviter la destruction de la diode, il faut respecter sa tension maximale et son
courant maximal notés respectivement VFMAX
et IFMAX (F = Forward). VFMAX
est aussi appelé VBR (Voltage break down) ou BV (Breakdown
Voltage).
- Passons dans la région inverse. Nous constatons que la diode,
polarisée en inverse ne conduit pas et donc qu'aucun courant ne circule dans le
circuit hormis un léger courant de fuite de quelques µA que l'on pourra
négliger (en inverse une diode se comporte comme un circuit ouvert).
Brutalement, la diode, toujours polarisée en inverse se met à conduire et le
courant circule. La tension à partir de laquelle une diode polarisée en
inverse conduit s'appelle la tension de claquage. Ce claquage n’est pas
destructif si la température maximale de la jonction n’est pas atteinte (c’est
le cas des diodes “zener” que nous étudierons plus loin).
La caractéristique inverse ID versus V permet de
définir :
a)
La tension inverse maximale (Vi max = PIV = PRV)
PIV
= Peak Inverse Voltage
PRV
= Peak Reverse Voltage
C’est la valeur maximale de V qu’il ne faut pas dépasser.
b)
Résistance inverse : c’est le quotient ∆V
/ ∆I, ∆V
et ∆I étant pris sur la
portion de la caractéristique comprise entre 0 et VZ
(tension de claquage).
Exemple :
Pour
la diode 1N4005
IFMAX =1 A
VFMAX = 0.8 V à 1 A
PRV
= 600 V
Pour
la diode 1N4148
IFMAX =200 mA
VFMAX = 1 V à 10 mA
PRV
= 100 V
Ce
qu'il faut retenir :
La
diode au silicium, polarisée dans le sens passant conduit dès que la tension
à ses bornes est supérieure ou égale à 0,7V
La
diode polarisée en inverse ne conduit pas et se comporte comme un interrupteur
ouvert jusqu'à la tension de claquage.
- Vérification de la
diode à l’aide du multimètre
L'objectif
est d'utiliser convenablement le multimètre pour identifier l'anode et
la cathode d'une diode.
En utilisant le
multimètre en mode ohmmètre, on mesure la conduction de la diode en direct et
en inverse.
Sur le
multimètre que vous utilisez, vous remarquerez le symbole de la diode. On place
le sélecteur de fonction à cette position et on refait les mesures
précédentes :
Mesure: 0,57 à 0,78 Volt
Mesure : Infini ou OverLoad
Nota : Les
valeurs en direct sont variables selon le type de diode (redressement, logique
ou zener).
Regardez le
schéma ci-dessous. Quel est le courant qui circule dans ce circuit ?
Appliquons la
loi d'Ohm pour la résistance, il vient :
V
10 - 0,7
I
= -------- I
= ------------ = 0.093 A
R
100
- Introduction à la
notion de point de fonctionnement et de droite de charge :
La droite de charge est un outil
permettant de calculer le courant et la tension exacts de la diode. Cette notion
nous sera utile pour l'étude des transistors.
Reprenons notre montage de tout à l'heure,
mais avec des valeurs différentes. Sans faire de calcul, nous pouvons
graphiquement arriver au même point en traçant la droite de charge de
notre diode.
Si nous
désirons connaître le courant qui circule dans ce circuit, posons l'équation
du courant.
VCC
–VD
I
= -------------------
R
Cette
équation est une relation linéaire entre le courant et la tension. Sa
représentation graphique est une droite. C'est l'équation de la droite de
charge.
Maintenant appliquons cela à notre circuit. Pour tracer la droite de
charge, nous prendrons 2 hypothèses.
La 1ère est que la tension VD
de la diode = 0 (diode en court-circuit) ce qui nous donnera :
3
– 0
I
= --------------- = 0.03A. Ce point se caractérisera par V = 0 et I = 0.03A
100
Et la 2ème que la tension VD
égale la tension d'alimentation de 3V (diode en circuit ouvert),
ce qui donnera :
3
– 3
I
= ------------- = 0. Ce point se caractérisera
par V = 3V et I = 0
100
Nous avons deux points, c'est suffisant pour tracer la droite de charge
sur la caractéristique de la diode. Le point de croisement des deux courbes
représente le courant et la tension de la diode pour une tension de 3 volts et
une résistance chutrice de 100 W.
On appelle ce point “point de fonctionnement de la diode”. Il est
noté Q.
Pour notre exemple, le point Q de fonctionnement de la diode a pour
caractéristiques V = 0.7V et I = 23mA.
- Les caractéristiques
essentielles :
Les diodes
ont, comme on peut s'en douter, une flopée de caractéristiques. Tout ceci
n'est pas toujours simple à lire ou à retenir. Sachons toutefois voir
l'essentiel dans les données des constructeurs.
Tout ce qui
est indicé “f” (forward) signifie direct, donc sens passant
Tout ce qui
est indicé “r” (reverse) signifie inverse, donc sens non passant.
VF : tension directe
continue
VFM : tension directe de crête
VR : tension inverse continue
VRM : tension inverse de crête
IF
: courant direct continu
IFM : courant direct de crête
Soyez
vigilant aux paramètres inverses plus particulièrement pour les alimentations
haute tension. Les diodes comme tout composant ont des limites qu'il convient de
respecter sous peine de les détruire!
Sur le
plan pratique :
Si vous avez un doute à propos d’une diode, vous pouvez savoir
rapidement si elle est bonne ou pas. Prenez votre contrôleur universel (C'est
le premier instrument que vous devez acquérir), mettez-le en position “diode”
et appliquez les pointes de touche sur les bornes de votre diode. Relevez
l'indication et inversez les pointes de touche. Si la diode est bonne, une
mesure a du vous indiquer une valeur (en général 0.57 à 0.78V) et l'autre
mesure l'infini.
Exercice
1 :
En utilisant deux méthodes différentes, calculer le
courant circulant dans la résistance R4
1o
Courant total IT ?
RT =
((R3 + R4)
// R2) + R1
= 5 K + 10 K = 15 K
IT
= VS / RT = 30 V/ 15 K = 2 mA
VR2
= VS – VR1
= 30 V – 10 K x 2 mA = 30 – 20 = 10 V
I
= VR2
/ (R3 + R4)
= 10 / (5K + 5K) = 10 / 10 K = 1 mA
2o
RTH ? ETH
?
RTH
= (R1 // R2)
+ R3 = 5 K + 5 K = 10 K
ETH
= (VS / (R1
+ R2)) x R2
= (30 / 20 K) x 10 K = 15 V
I
= ETH
/ (RTH +
R4)
= 15 / (10 K + 5 K) 15 / 15 K = 1 mA
Exercice
2 :
Calculer le courant qui circule dans la diode du
circuit suivant :
I
= (VS
– VD) / RS
= (10 – 0.7) / 1 K = 9.3 mA
Exercice
3 :
Calculer le courant qui circule dans le circuit suivant
:
I
= (VS
– VD) / (R1
+ R2) = (20 – 0.7) / 20 K = 965 mA
Exercice
4 :
Calculer le courant
I dans la diode D.
RTH
= 15 K
ETH
= 10 V
ID =
(ETH
– VD)
/ RTH
= (10 – 0.7) / 15 K = 620 mA
Exercice
5 :
Calculer le courant
ID du circuit suivant :
RTH
= 10 K
ETH
= - 5 V
ID =
(ETH
– VD)
/ RTH
= (5 – 0.7) / 10 K = 430 mA
Exercice
6 :
Trouver la valeur du courant ID du
circuit suivant :
RTH
= 15 K
ETH
= 7.5 V
ID =
(ETH
– VD)
/ RTH
= (7.5 – 0.7) / 15 K = 453 mA
Chapitre
2 : Les différents types de diodes
1.
Diode de redressement
Un circuit
redresseur transforme une tension alternative en une tension continue pulsée.
D ne laissera passer que le courant causé par
l’alternance positive du générateur alternatif (AC). On retrouve dans ce
circuit les formes d’ondes suivantes :
Lors de l’alternance positive du générateur AC, la diode se trouvant
polarisée en direct laisse passer un courant dans la charge RL.
La valeur de la tension maximale aux bornes de RL
sera la tension de crête du générateur moins la barrière de potentiel de 0.7
volt de la jonction de la diode. Tout le temps que dure l’alternance positive
du générateur, la diode est en direct et chute 0.7V. Lors de l’alternance négative,
la diode se trouve en inverse, bloque et agit comme un circuit ouvert récoltant
toute la tension du générateur AC à ses bornes et aucun courant ne traverse RL.
Remarque : ce qu’on vient de dire est vrai seulement aux basses fréquences
inférieures à 600 Hz (F < 600Hz). Si F est plus grand, la diode ne bloque
plus totalement l’alternance négative.
Les différentes
bandent d’énergie proches de la jonction stockent temporairement la charge
d’une diode polarisée en direct. Plus le courant direct est grand, plus la
charge accumulée est grande. Ce phénomène est appelé “accumulation de
stockage” ou “stockage de charge”.
Si on
polarise brusquement la diode en inverse, les porteurs de charge stockés
circulent dans le sens inverse durant un petit laps de temps.
Le temps que prend la diode pour se bloquer s’appelle temps de récupération
inverse, de déstockage ou de recouvrement.
Les diodes de redressement comme la 1N4001 – 1N4007 ne sont pas utilisées
à des fréquences supérieures à 600 Hz.
2.
La diode PIN (P – Intrinsèque –N) : la diode PIN est constituée de trois régions : une région P et
une région N séparées par une région I à haute résistivité.
La diode PIN est équivalente à un circuit RLC série
La
région I permet de diminuer la capacité de la jonction (voir condensateur), ce
qui favorise l’utilisation de cette diode aux hautes fréquences.
Symbole
Sur
les schémas, elle est souvent symbolisée comme une diode normale.
3.
La diode Zener : c'est une diode conçue pour fonctionner en inverse.
Il faut placer une résistance en série pour limiter le courant et ne pas détruire
la diode. Le symbole de la zener est :
La
diode zener a une tension d’avalanche (VRMAX)
basse et on met à profit cette caractéristique. Lorsque la tension
d’avalanche est atteinte, le courant en inverse (IR)
augmente mais une variation de IR
même importante n’occasionne qu’une variation faible de VZ ou VR.
La diode ne se détruit pas à cause de la tension basse qui n’occasionne pas
un échauffement excessif de la diode.
Sa courbe I en fonction
de E est :
Caractéristiques
IZT
= I ZENER TEST
= c’est le courant qui traverse la diode quand la puissance dissipée par
celle-ci est le quart de sa puissance maximale (P = PMAX / 4)
VZT
= Tension aux bornes de la zener à IZT
Diode zener idéale
Diode zener réelle
Une
résistance zener (relativement petite) est en série avec une batterie idéale.
La chute de tension aux bornes de la résistance interne de la diode augmente
avec le courant mais cette chute reste relativement faible.
Donc
quel que soit le courant, la tension VZ est
pratiquement constante et c’est cette particularité qui fait que cette diode
est employée comme régulateur de tension.
Exemple : régulateur de
tension à diode zener
Tant
que la tension d’entrée est supérieure à 5 volts, la zener conduit et la
tension de sortie est constante à 5 volts. On dit que la tension de sortie est
régularisée.
Exercice
1 :
Calculer le courant dans la
zener et la puissance dissipée par celle-ci :
Calculer le
courant dans la zener et la puissance dissipée par celle-ci :
Exercice 5 :
Calculer le
courant dans les “zeners” et les puissances dissipées par celles-ci :
Exercice 6 :
Calculer
IZ
pour R = infini, 1 KΩ,
100 Ω et
50 Ω
Solution
§ Pour RL
= infini, tout le courant passe par la zener
IRS = (12 – 5) / 100 = 70 mA
§ Pour RL
= 1 KΩ, le courant se divise entre
la zener et la résistance de charge. On est certain qu’il y a du courant dans
RL car elle conduit peu importe la tension
appliquée. Par contre, on n’est pas certain qu’il y a un courant dans la
zener car si la tension est inférieure à 5 volts, elle ne conduit pas. Puisque
ce circuit est un régulateur de tension à 5 volts, il est logique de supposer
que la diode zener conduit et qu’elle maintient la tension constante à 5
volts.
VZ
= 5 V
IRS
= (12 V -5 V) / 100 Ω = 70 mA
Ce courant
se partage entre la zener et RL
IRL = 5 V / 1 KΩ
= 5 mA
IZ
= 70 mA – 5 mA = 65 mA
§
Pour RL
= 100 Ω, on refait la même
supposition, VZ = 5 volts et le courant
total est de 70 mA
IRL = 5 V / 100 W
= 50 mA
IZ = 70 mA – 50 mA = 20 mA
§ RL
= 50 Ω, si on refait la même
supposition, on obtient encore un courant total de 70 mA alors que la résistance
consomme
IRL
= 5 V / 50 Ω = 100 mA
C’est
impossible car le courant total disponible est de 70 mA. La seule solution est
que la zener ne conduit pas =>
IZ = 0
Le courant réel
dans le circuit est
IRL
= IRS = 12 / (RL
+ RS) = 12 / 150 = 80 mA
VRL =
50 x 80 mA = 4 volts
4.
La diode électroluminescente (LED ou DEL)
Vous la connaissez
bien, on en voit partout. Retenez qu'une DEL ou LED en anglais fonctionne avec
un courant d'une dizaine de mA.
Symbole
Principe
Les
électrons libres d’une diode polarisée en direct traversent la jonction et
se recombinent avec des trous. Lorsque les électrons tombent dans les trous,
ils émettent de l’énergie, une parie en chaleur, une partie en lumière.
Dans
le cas des diodes électroluminescentes, c’est le deuxième cas qui est
exploité.
On
retrouve les Leds dans les applications dites “optoélectroniques” comme par
exemple un témoin lumineux ou un afficheur numérique.
Les
diodes ordinaires sont au silicium, une substance opaque qui bloque le passage
de la lumière. Les Leds sont différentes : elles comportent du gallium,
de l’arsenic et du phosphore, des substances qui rayonnent du rouge, du vert,
du jaune, du bleu, de l’orange et de l’infrarouge (invisible).
Les
Leds à infrarouge sont utilisées dans les systèmes d’alarme et de télécommande.
Caractéristiques :
la Led est utilisée en direct. La chute de tension type entre les bornes
d’une Led varie de 1.5 V à 4 V pour des courants variant de 10 mA à 50 mA.
La chute de tension exacte dépend du courant, de la couleur, de la tolérance
etc.
Tension de seuil
des Leds en fonction de la couleur :
Rouge
~ 1,6 V à 2,5 V
Jaune
~ 2 V
Vert
~ 2V
Bleue
~ 4V
Sauf
indication contraire, utiliser une chute de tension nominale de 1.7 volts, un
courant de 15 mA pour dépanner et analyser les circuits à Leds.
Calcul de la résistance
de branchement
Nous possédons une LED verte dans laquelle nous
souhaitons faire circuler un courant de 10 mA, la tension d'alimentation est
fournie par une pile de 9 V. Quelle est la valeur de la résistance à mettre en
série ?
Nous savons que la
tension de seuil d'une LED verte avoisine les 2V et que le courant circulant
dans ce circuit doit être de 10 mA. D'autre part la loi d'Ohm nous dit que R=
V/I, il suffit d'appliquer cette loi pour obtenir :
R
= V/I
R
= (9 - 2) / 0.01
R
= 700 Ω
Afficheur sept segments
§ Afficheur « cathode commune »
5.
La diode Schottky
Fréquemment utilisée
en hautes fréquences comme mélangeuse entre autres, cette diode à un seuil de
tension très bas (0.25V) et commute très rapidement les signaux. Les Schottky
de puissance sont également utilisées dans les alimentations.
Signal obtenu à
l’aide d’un redresseur demi-onde à haute fréquence
Les pointes négatives
sont dues au stockage de charge durant la conduction de la diode.
Quel est le remède
au temps de récupération inverse des diodes de redressement ? Une diode
Schottky. Un côté de la jonction de cette diode à usage spécial est
en or, argent ou platine et l'autre est en silicium dopé type N (voir figure
ci-dessous). Les orbites des électrons libres du côté N d'une diode
Schottky non polarisée sont plus petites que celles des électrons libres du côté
du métal. Cette différence des orbites s'appelle la barrière de Schottky.
Si la diode est
polarisée en direct, les électrons libres du côté N acquièrent assez
d'énergie pour circuler sur de plus grandes orbites. Donc, les électrons
libres traversent la jonction et pénètrent dans le métal, ce qui produit un
grand courant direct. Comme il n'y a pas de trous dans le métal, il n'y a pas
stockage de charge ni de temps de récupération inverse.
La figure
ci-dessous représente le symbole graphique d'une diode Schottky. Pour s'en
souvenir, remarquer que les traits forment un S rectangulaire. En raison de
l'absence de stockage de charge, une diode Schottky se bloque plus rapidement
qu'une diode ordinaire. Une diode Schottky redresse facilement des fréquences
à 300 Mhz
6.
La diode Varicap
Comme
son nom l'indique, cette diode présente une capacité variable en fonction de
la tension qui est appliquée à ses bornes. On l'utilise dans les oscillateurs
commandés en tension (VCO) ou dans les circuits accordés. Vous la retrouverez
souvent en hautes fréquences.
La diode varicap est une diode au silicium optimisée
pour cette propriété. Comme la tension commande la capacité, elle remplace le
condensateur accordé mécaniquement dans de
nombreuses applications (télévision, radio etc.)
Les
fiches signalétiques des diodes à capacité variable donnent la capacité de référence
mesurée à une tension inverse particulière, ordinairement –4V. La capacité
de référence donnée par la fiche d’une diode 1N5139 (NTE), par exemple est
de 6.8 pF à –4V avec un ratio de 2.7 et un VBR de 30 volts. (CT = 2.5 pF à 6.8 pF).
7.
Les diodes Gunn
Utilisée
en hyperfréquence, leurs caractéristiques leur permettent de se comporter en
oscillateur - mélangeur. Elles ne sont plus guère employées pour cette
application. On en retrouve dans les chaînes multiplicatrices hyperfréquences.
8.
Quels usages pour les diodes ?
Au fait, que peut-on en faire ? Voici
quelques exemples, c'est loin d'être exhaustif :
Protéger
un appareil d'une inversion de polarité
La cause de
mortalité précoce des “transceivers” est l'inversion de polarité. Un
instant de distraction et vos économies partent en fumée. La PREVENTION
INTELLIGENTE consiste à mettre une diode en série dans l'alimentation. La
diode sera intégrée dans l'appareil à protéger naturellement.
Utilisation en
limiteur
Vous
avez des créneaux de tension de 10 V que vous voulez réduire à une amplitude
proche de 5 V. Voici une méthode simple : Vous aurez en sortie des créneaux
allant de 5 V à 9.3 V d'amplitude soit une excursion de 4,3 V
La diode comme
commutateur
Vous
avez réalisé un oscillateur haute fréquence et vous souhaitez, de manière
simple, pouvoir ajouter à ce circuit une capacité de façon à changer sa fréquence
d'oscillation.
Il suffit d'appliquer une tension positive au
point A, la diode conduira, la capacité retrouvera la masse par la diode et
viendra s'ajouter à la capacité totale du circuit
La diode comme
stabilisateur de tension
Nous ferons appel à une diode spéciale appelée diode Zener. Remarquez que
cette diode se polarise en inverse pour exploiter la tension de claquage. Les
“zener” standards ne fournissent qu'une puissance très faible 1 à 2 W.
Toutes ces notions seront abordées ultérieurement.
La diode
en écrêteur
Ces deux diodes, montées "tête-bêche"
ou "antiparallèles" seront placées en amont d'un dispositif à protéger
comme par exemple l'entrée d'un transistor amplificateur. Dès que la tension
d'entrée dépassera la tension de seuil des diodes, celles-ci conduiront et dériveront
à la masse l'excédent de tension. L'entrée du transistor verra au maximum la
tension de seuil, soit 0,7 V pour du silicium.
La
diode en protection
Voici un transistor commandant une bobine de
relais. Supposons la diode absente, le montage fonctionne tout aussi bien. Quand
la base du transistor est commandée par une tension adéquate, le transistor se
sature, un courant IC circule dans la bobine et
le relais colle. Inversement quand la tension de commande disparaît, la bobine
va restituer une tension inverse au transistor (loi de Lenz) qui peut avoir des
effets destructifs. La diode est chargée de court-circuiter cette tension
inverse.
La diode à semi-conducteur
est un élément très employé dans nos circuits et nous la retrouverons dans
presque tous les cours.
Chapitre
3 : Les blocs d'alimentation
- Le
transformateur : il remplit deux fonctions :
- Isolement
entre l’équipement et le secteur ;
- Transformation de la tension alternative (120 volts, 60 Hz) en une
tension plus faible ou plus élevée selon le cas.
- Le redresseur : il convertit la tension alternative
du secondaire du transformateur en impulsions unidirectionnelles positives
ou négatives selon le cas.
- À la suite du redresseur se trouve le filtre qui
sert à lisser le courant redressé brut fourni par le redresseur sous forme
d’impulsions. Ce circuit comporte en général un condensateur mais il est
conçu avec bobine lorsque des débits importants sont prévus (grands
courants).
- Le dernier bloc est le régulateur dont le but est
de maintenir la tension de sortie stable quel que soit le débit de
l’alimentation et quelle que soit la tension d’entrée secteur.
Tous les régulateurs
linéaires comprennent les éléments suivants :
- Circuit de régulation
- Élément
de référence (diode zener en général)
- Circuit
d’erreur rebouclé sur la régulation
1.
Le redressement
Un circuit
redresseur transforme une tension alternative en une tension CC pulsée. Il
existe différents types de redressement, les uns ayant des avantages par
rapport aux autres.
1.1.
Redressement demi-onde simple
Lorsque la tension alternative Es est positive,
celle-ci oblige la diode à conduire. Le demi-cycle positif de Es se retrouve
donc aux bornes de la résistance. Lorsque le potentiel de Es est négatif, la
diode est alors polarisée en inverse et se comporte comme un circuit ouvert.
Aucun courant ne parcourt le circuit et le potentiel aux bornes de la résistance
demeure nul. On trouve dans ce circuit les formes d'ondes de la figure suivante.
La fréquence aux bornes de la résistance est de 60 Hz.
1.2.
Redressement pleine-onde avec un transformateur à prise médiane
Un transformateur ayant une prise médiane, lorsque
celle-ci est branchée à commun, possède deux sorties déphasées l’une par
rapport à l'autre de 1800. Dl
conduit durant l'alternance positive de ES1
tandis que D2 le fait durant celle de ES2 1800 plus tard. On retrouve ainsi aux bornes de RL
les alternances positives de ES1
et ES2 une à la
suite de l'autre, produisant ce qu'on appelle du "pleine-onde". La fréquence
du signal aux bornes de RL est 120 Hz. Voir les formes d'ondes de la figure suivante.
D1 est bloquée durant l’alternance négative de ES1. D2 pendant ce temps conduit car
l’alternance de ES2
est positive. La tension aux bornes de la diode D1 est alors :
VAB
= ES1
crête + ES2
crête – VD2
= 2 ES
crête – 0.7
1.3.
Redressement pleine onde à l’aide d’un “pont”
Afin de réaliser
cette tâche, ce circuit possède quatre diodes et le transformateur n’a pas
besoin d’une prise médiane (voir figure ci-dessous).
À la figure ci-dessus, D1 et D2 conduisent ensemble lorsque ES est positive et on retrouve aux bornes de RL
l’alternance positive de ES
moins La chute de tension de D1 et D2. On note les polarités aux bornes de RL.
Lorsque ES est négative
ce sont D3 et D4 qui conduisent et on retrouve aux bornes de RL l’alternance négative de ES.
On note que les polarités aux bornes de RL
sont les mêmes que lors de l’alternance positive de ES.
Le courant circule donc toujours dans le même sens dans RL peu importe les polarités de ES.
La fréquence de l’onde aux bornes de RL
est de 120 Hz.
Les formes d’ondes dans ce circuit sont les suivantes :
D1 et D2 sont bloquées durant
l’alternance négative de ES alors que D3 et D4 conduisent. La tension
aux bornes de la diode D1 est alors : VAB = ES crête – 0.7
1.4.
Redressement bipolaire
Ceci est une répétition du redressement pleine-onde avec un
transformateur à prise médiane. On utilise, en parallèle, deux circuits de ce
genre; un pour les alternances positives de Es1 et Es2 et un autre pour les
alternances négatives Es1 et Es2. Le circuit alimente deux charges : une avec
une tension pulsée positive et l'autre avec une tension pulsée négative par
rapport à commun.
Formes d’ondes
Voici la manière courante
de le dessiner
1.5.
Valeur moyenne d’une tension de sortie
La valeur
moyenne de la tension de sortie est la mesure que l’on obtient en branchant un
voltmètre continu aux bornes de sortie du redresseur
Exemple :
analogie physique
On parcourt
en voiture un itinéraire d’une durée de 60 minutes. Ce trajet est divisé en
quatre étapes de 15 minutes.
En une heure, on a
parcouru au total une distance de 100 Km. Or effectuer ce trajet de 100 Km en
variant la vitesse, c’est exactement comme si on avez roulé à une vitesse de
100 Km/H pendant la même période. Cette vitesse constante avec laquelle on
peut parcourir la même distance est la vitesse moyenne du véhicule pendant les
60 minutes.
Mathématiquement la vitesse moyenne est égale à :
120
+ 40 + 160 + 80
-------------------------
= 100 Km/H
4
La
même loi mathématique s’applique aux circuits redresseurs.
a)
Redresseur demi-onde
Lorsque vous
faisiez la moyenne de vos notes à l’école, vous additionniez vos notes, puis
vous divisiez le total ainsi obtenu par le nombre de notes. Pour trouver la
valeur moyenne d’une forme d’onde, nous utilisons exactement la même
technique.
La
méthode qui donne la solution exacte dans le cas d’une forme d’onde sinusoïdale
est appelée intégration :
V
moy = Vmax / π
= 0.318 Vmax
b)
Redresseur pleine onde
V
moy = 2 x Vmax / π
= 0.636 Vmax
2.
Le filtrage
Les petites variations qui
apparaissent à la sortie du bloc d’alimentation sont appelées ondulations.
Ce sont des composantes de la tension alternative et font partie de la tension
continue, à la sortie du filtre. L’ondulation peut s’exprimer en volts ou
en pourcentage de la tension de sortie. Plus l’ondulation est faible, plus la
tension de sortie est pure.
2.1.
Principe
Le
circuit de filtrage le plus répandu est le circuit de filtrage avec un
condensateur. Le condensateur est branché à la suite du redressement. Grâce
au condensateur on retrouve une tension continue fixe à la sortie du bloc
d'alimentation. Le circuit peut avoir l'air de la figure suivante
En 1: Lors
du premier cycle le condensateur se charge jusqu'à Es crête -0,7 V et accumule
ainsi de l'énergie.
En.2: Le condensateur se décharge ensuite dans la
charge dépensant ainsi d'une manière étalée l'énergie accumulée
auparavant.
En 3: Le condensateur se recharge en récupérant
l'énergie dépensée en 2.
En 4: Lire 2
Lire 3, lire 2, lire 3 etc.
2.2.
Ronflement.
La variation de tension aux bornes du condensateur
causée par la charge et la décharge est appelée ronflement et notée (Er). La
tension de sortie sera la tension moyenne. La fréquence du ronflement dépendra
du type de redressement utilisé. On exprime la valeur de la tension de
ronflement en volts crête à crête.
EOUT
DC = EMOY
= (Es crête -VD)
– (Er / 2)
où: Es crête = la tension crête
au secondaire du transformateur.
VD = la tension chutée par la ou les diodes du redressement.
Er = tension
de ronflement c.à.c.
Indice de
ronflement: (Ripple Index).
η = Er / Emax.
% de
ronflement = h x 100%
La majeure
partie du filtrage est effectuée par le condensateur. De nombreux concepteurs
utilisent la règle du 10 % qui conseille de choisir un condensateur qui
maintient l’ondulation crête à crête à environ 10 % de la tension de crête.
Une telle ondulation semble trop grande mais il n’en est rien. On améliore le
filtrage à l’aide d’un régulateur de tension.
2.3.
Forme d’onde aux bornes de la diode.
L'allure de la
tension aux bornes de la diode se trouve à être, entre la cathode et l'anode
une source DC à peu près fixe (VC ) et un signal alternatif (Es).
Lors du
redressement et du filtrage, le condensateur se déchargeant graduellement après
avoir été chargé à Es crête -0,7V, se fait recharger au travers la diode à
l'instant où la tension Es du côté de l'anode est plus haute que VC
du côté de la cathode.
Une impulsion de courant traverse
la diode le temps de charger le condensateur et durant cette impulsion la diode
chute son 0,7 V.
La diode
demeure en inverse le reste du temps. Lorsque Es est à sa valeur crête en
inverse, on atteint le “PIV” de la diode (Peak Inverse Voltage). C'est à ce
moment que VC et
Es additionnées ensembles créent la plus haute tension que la diode aura a
endurer en inverse. Il faudra choisir la diode redresseuse en fonction de cette
situation. On estime, dans ce circuit simple, que le PIV est égal à 2 x Es crête
– 0.7 V.
2.4.
Calcul du condensateur.
Afin d'évaluer
la capacité du condensateur nécessaire il faut connaître nos besoins qui
sont:
a)
La tension et le courant désirés à la charge (Eo moy. et 10 moy.).
b)
La quantité minimale de ronflement (Er).
c)
Le type de redressement utilisé (pleine-onde ou demi-onde).
On se rappelle
sûrement que:
Q
= C x V
Le courant
par définition est: I = Q / t => Q = I x t
Alors C x V =
I x t =>
I = C x V / t
On voit ainsi
que le courant circulant dans un condensateur dépend de combien la tension
change et en combien de temps. Si la tension aux bornes d’un condensateur de 1
Farad varie de 1 Volt en 1 seconde il y circule alors-un courant de 1 Ampère.
En effet pour qu'un courant circule dans un condensateur il faut faire varier la
tension à ses bornes. On peut écrire l'équation ainsi:
I
= C x ∆V
/ ∆t
Si
on rapporte ça à une période du signal (∆t
= T) et que l’on note Er
%
=
∆V, alors :
I = C x Er / T
I est le courant moyen dans la charge
T est la période du signal
Er est la variation de tension aux bornes du condensateur
On peut écrire la formule simple :
I OUT
C
= -------------
Er x F OUT
Où FOUT =
60 Hz en demi onde et 120 Hz en pleine onde
N.B. :
Si la source alternative est autre que l'Hydro-Québec (60 Hz), il faudra considérer
la fréquence utilisée. Par exemple dans les véhicules de transport les fréquences
de 400 Hz et de 1 KHz sont très répandues.
Les
approximations nous permettent d'éviter des calculs trigonométriques
fastidieux. Les résultats obtenus sont très raisonnables, Si on demeure en deçà
de 10% de ronflement. Le condensateur calculé aura une valeur légèrement supérieure
au calcul précis. À 5% de ronflement le condensateur trouvé a une capacité
de 5% plus haute que le calcul précis et à 10% de ronflement, 20% plus gros.
De toute façon sur le marché, la tolérance des condensateurs de filtrage est
de -20% + 80%. Ce qui fait qu'on demeure dans la bonne marge.
Exercice 1 :
Soit le circuit suivant :
Choisir le
condensateur C (capacité normalisée la plus proche) du filtre de la figure précédente
pour obtenir une ondulation d’environ 10 % de la tension de charge pour une résistance
RL de 3.9 KW.
------------------
VS crête = 12.6 / 0.707 = 17.82 volts
V RL = VS crête - 0.7 = 17.82 - 0.7 = 17.12 volts
F out = 60 Hz (redressement
demi-onde)
Vond = 10 % de V RL = 0.1 x
17.12 = 1.7 volts
C
= I out / F x
Vond Avec I = VRL
/ RL
= 17.12 / 3900 = 4.39 mA
C = 4.39 mA / 60 x
1.7 = 43 µF (47 µF normalisée).
Exercice 2 : soit le circuit
suivant :
Choisir le
condensateur C (capacité normalisée la plus proche) du filtre de la figure précédente
pour obtenir une ondulation d’environ 10 % de la tension de charge.
-----------------
VS crête = 36 / 0.707 = 50.9 volts
VRL = VS crête - 1.4 = 50.9 - 1.4 = 49.5 volts
F out = 1200 Hz (redressement
pleine onde)
Vond = 10 % de V RL
= 0.1 x 49.5 =
4.95 volts
C = I out / F x Vond Avec I = V RL / RL = 49.5 / 100 = 495 mA
C = 495 mA / 120 x
4.95 = 833 µF (1000 µF normalisée).
2.5.
Courant de mise en fonction.
Au moment où l'alimentation est mise en fonction,
la première charge du condensateur va demander un courant plus intense. Ce
courant est appelé “I surge”. Durant le ou les premiers cycles d'opération
de l'alimentation, un effort plus important est demandé au transformateur afin
d'emmener rapidement la tension aux bornes du condensateur de filtrage à EMAX.
Le courant
traversant la diode redresseuse est évidemment le courant qui charge le
condensateur. C'est pour cela qu'il est important de considérer le “I surge”
lors du choix du redresseur.
Le cas présenté
ci-dessus est celui; où chanceux:, le manipulateur met l'appareil en marche
exactement au début de l'alternance positive de Es.
Le pire cas
serait de mettre l'appareil en marche à exactement 90° , c'est-à-dire
sur la crête de Es. Le courant I surge sera déterminé ainsi:
3.
Stabilisation et régulation
de tension
3.1.
Nécessité
La charge
appliquée à l’alimentation est susceptible de varier au cours du
fonctionnement pour satisfaire aux besoins de l’appareil (plus de volume, plus
de lumière, plus de contraste etc.). Cette variation de charge est courante
pour les appareils. Pour minimiser les effets de variations de charge sur
l’alimentation, on introduit un dispositif appelé stabilisateur de tension
entre le filtre et la charge. Ceci donne lieu à une plus longue durée de vie
des composants et à une interruption moins fréquente de service.
3.2.
Dispositif de stabilisation
Les variations
de débit d’une alimentation peuvent être causées par les trois facteurs
suivants :
§
Instabilité de la source d’alimentation (réseau d’Hydro Québec)
;
§
Écarts de température ;
§
Changements de charges.
Un
stabilisateur de tension idéal doit être susceptible de compenser ces trois
facteurs. Le cœur d’un circuit de stabilisation de tension est constitué par
le dispositif le plus répandu: la diode zener.
3.3.
La diode zener
Elle est montée dans le circuit de façon que
son anode soit reliée au négatif et sa cathode au positif
3.4.
Circuit élémentaire de stabilisation :
Pour exercer son rôle de
stabilisateur de tension, une diode zener doit être traversée par un courant
de polarisation (de l’ordre de 20 mA pour les diodes de puissance inférieure
à 1 watt) et sa tension d’alimentation doit être supérieure à sa tension
de zener. Une résistance de limitation de courant Rs doit toujours précéder
une zener afin de la protéger.
I Rs = 40 mA + 20 mA = 60 mA (cas le plus défavorable)
Rs = (36 - 24) / 60 mA = 200 Ω
Chapitre
4 : Le transistor bipolaire
1.
Structure : Un transistor est formé de juxtaposition de trois blocs
de semi-conducteurs. Les noms donnés aux différents blocs sont : l'émetteur,
la base et le collecteur.
a)
L'émetteur : il est fortement dopé afin d'être capable d'émettre
aisément des porteurs (électrons ou trous) et il est de dimension
moyenne.
b)
La base : elle est légèrement dopée car elle se doit d'être
résistive et sa dimension est mince.
c) Le collecteur : il est moyennement dopé et de grande dimension car il a
à supporter de grandes tensions en inverse et c'est aussi lui qui a à dissiper
la plus grande partie de la chaleur émise par le transistor.
Vérification du transistor à l'aide du multimètre :
Transistor NPN
Transistor PNP
- Transistor
de type NPN, identification de la
base :
Placez
la borne positive (rouge) de votre multimètre sur une des broches du transistor
et placez la borne commune (noire) à tour de rôle sur chacune des deux autres
broches. Si, dans les deux cas, une lecture autre que "infini ou OverLoad"
apparaît sur l'affichage du multimètre, la borne positive (rouge) se trouve
sur la base du transistor. Si ce n'est pas le cas, déplacez la borne positive
(rouge) sur une autre broche et reprenez la procédure.
Une fois la base identifiée, on effectue six (6) mesures pour déterminer
si le transistor est en bon état de fonctionnement :
- Mesure de la jonction base-émetteur en direct et en inverse
: placez le multimètre en position "diode" et prenez la mesure
dans un sens puis dans l'autre.
Mesure
en direct (Rouge sur la base du transistor) : 0,57 à 0,78 Volt
Mesure
en inverse (noir sur la base du transistor) : infini ou OverLoad
- Mesure de la jonction base-collecteur en direct et en
inverse : placez le multimètre en position "diode" et prenez la
mesure dans un sens puis dans l'autre .
Mesure
en direct (Rouge sur la base du transistor) : 0,57 à 0,78 Volt
Mesure
en inverse (noir sur la base du transistor) : infini ou OverLoad
- Mesure de la jonction émetteur collecteur en direct et en
inverse : placez le multimètre en position "diode" et prenez la
mesure dans un sens puis dans l'autre.
Mesure
en direct (Rouge sur l'émetteur du transistor) : infini ou OverLoad
Mesure
en inverse (noir sur l'émetteur du transistor) : infini ou OverLoad
Remarques :
- Pour identifier le collecteur et l'émetteur, on examine les
valeurs des tensions mesurées entre la base et l'émetteur puis entre la base
et le collecteur. L'émetteur étant fortement dopé, la tension base-émetteur
est supérieure à la tension base-collecteur.
- Test sur les jonctions base-émetteur et base-collecteur : si
l'une des jonctions présente une résistance élevée en direct comme en
inverse, c'est qu'elle est ouverte ; si la résistance mesurée est faible dans
les deux sens, la jonction est claquée (court-circuit)
-
La résistance collecteur émetteur est très élevée dans les
deux sens, dans le cas contraire le transistor est défectueux.
Placez la borne commune (noire) de
votre multimètre sur une des broches du transistor et placez la borne positive
(rouge) à tour de rôle sur chacune des deux autres broches. Si, dans les deux
cas, une lecture autre que "infini ou OverLoad" apparaît sur
l'affichage du multimètre, la borne commune (noire) se trouve sur la base du
transistor. Si ce n'est pas le cas, déplacez la borne commune (noire) sur une
autre broche et reprenez la procédure.
Une
fois la base identifiée, on effectue six (6) mesures comme pour le transistor
NPN afin de déterminer si le transistor est en bon état de fonctionnement.
2. Fonctionnement (cas d’un transistor
NPN)
Les
électrons libres en provenance de l’émetteur diffusent dans la base grâce
à l’action du champ EB
(FB) surmontant la barrière E1
(F1). Comme ils sont en surnombre dans la base, ils sont accélérés par les
champs EC (FC)
et E2 (F2).
La batterie VBB rétablit les lacunes dans la
base. Un courant ne peut s’établir entre collecteur et émetteur que s’il
existe un courant entre base et émetteur du transistor.
Comme
vous pouvez le constater, ce dispositif comporte 3 électrodes. La base est
l'électrode de commande, une sorte de robinet, le collecteur, relié au pôle
positif de l'alimentation sera le reflet de la base mais “agrandi”,
l'émetteur drainera le courant de la base plus celui du collecteur.
Ci-dessus,
nous avons une autre représentation du transistor toutefois ayez toujours
présent à l'esprit que si vous réalisez ce montage, vous n'obtiendrez jamais
“l'effet Transistor”, il s'agit d'une représentation, sans plus, qui
vous montre que la diode B-E est polarisée en direct, la diode B-C en
inverse.
On
dit que le transistor est un amplificateur de courant. En effet, IC est un courant qui est IB
multiplié par un facteur
β qu’on
appelle le gain en courant du transistor. Un transistor typique peut avoir un
gain
β égal à 100.
IC = βIB
Grâce
au nœud de courant qu’est un transistor, on peut déduire le courant IE
IE = IC + IB
Résumé :
§
L’électrode qui fournit les charges est l’émetteur, l’électrode
opposée qui recueille les charges est le collecteur. La base au milieu, forme
deux jonctions entre l’émetteur et le collecteur pour commander le courant
collecteur.
§
La jonction B-E est toujours polarisée en direct
§
La jonction C-B est toujours soumise à une tension inverse
§
Il est courant que 98 à 99 % des charges fournies par l’émetteur
à la base sont pratiquement entraînées dans le circuit collecteur et forment
le courant IC, la valeur restante, soit
1 à 2 % constituent le courant de base IB.
Exemple
1 :
Question
IC
= ?
IE
= ?
Réponse
IC
=
β IB
= 100 x 20 mA
= 2 mA
IE
= IC + IB
= 2mA + 20 mA =2.02 mA
Exemple 2 :
Question
IB =
?
IC =
?
Réponse
IB =
IE / (β
+ 1) = 915 mA
/ (60 + 1) = 15 mA
IC = β
IB = 60 x 15 mA
=900 mA ou IC
= IE – IB
= 915 mA – 15 mA
= 900 mA
Exemple 3 :
Question
IB =
?
IE =
?
Réponse
IB =
IC / β
= 2 mA / 80 = 25 mA
IE =
IC + IB
= 2mA + 25 mA =2.025 mA
Exemple 4 :
Question
IB = ?
IC = ?
Réponse
IB =
IE / (β
+ 1) = 5.02mA / 251 = 20 mA
IC = β
IB = 250 x 20 mA
=5 mA
Montage Darlington
On
peut grouper des transistors ensemble afin d’avoir un gain en courant plus
grand. On se sert du courant amplifié de l’un (IEQ1) pour commander la base de l’autre IBQ2.
Ils se branchent comme ceci :
Le courant d’émetteur
du premier transistor IEQ1 est
le courant de base du deuxième transistor IBQ2 qui le multiplie à son tour par son facteur b2.
Exemple 1 :
Question
Trouver ICQ1,
IEQ1, IBQ2,
ICQ2, IEQ2,
IT, IT
/ IBQ1 et est-ce que IBQ1
+ IT = IEQ2
?
Réponse
ICQ1
= β1 IBQ1
= 100 X 20 mA = 2 mA
IEQ1
= IBQ1 + ICQ1
= 2 mA + 20 mA =2.02 mA
IBQ2
= IEQ1 = 2.02 mA
ICQ2
= β2 IBQ2
= 2.02 mA x 75 = 151.5 mA
IEQ2
= IBQ2 + ICQ2
= 2.02 mA + 151.5 mA = 153.52 mA
IT =
ICQ1 + ICQ2
= 2 mA + 151.5 mA = 153.5 mA
IT /
IBQ1 = 153.5 mA / 20 mA
= 7675
IBQ1
+ IT = 20 mA
+ 153.5 mA = 153.52 mA = IEQ2
(nœud de courant)
Exemple 2 : (montage alpha
ou darlington complémentaire)
Question
Trouver ICQ1,
IEQ1, IBQ2,
ICQ2, IEQ2
et IT
Réponse
ICQ1
= β1 IBQ1
= 75 X 10 mA = 750 mA
IEQ1
= IBQ1 + ICQ1
= 10 mA + 750 mA
= 760 mA
IBQ2
= ICQ1 = 750 mA
ICQ2
= β2 IBQ2
= 50 x 750 mA = 37.5 mA
IEQ2
= IBQ2 + ICQ2
= 750 mA + 37.5 mA = 38.25
mA
IT =
ICQ2 + IEQ1
= 37.5 mA + 760 mA = 38.26
mA
Le transistor est un composant actif qui sera utilisé pour commuter des
courants ou des tensions, amplifier, transposer des fréquences, les mélanger,
commander un relais et mille autres choses encore.
Rappel sur la loi
d'Ohm:
Observez attentivement le
montage ci-dessus, 2 résistances et une diode. L'ensemble est alimenté par une
tension de 10V et un courant I y circule.
Nous
mesurons les chutes de tension aux bornes de chaque élément, les valeurs lues
sont indiquées directement à droite de la diode. Plus loin, nous avons les
valeurs lues en prenant la masse comme référence. Soyez certain de bien
comprendre ce schéma, c'est très important même si cela paraît simple pour
l'étude du transistor.
Voici quelques exemplaires de transistors courants. Comme vous l'imaginez,
il existe une normalisation des boîtiers et des livres donnant les caractéristiques
des milliers de modèles en circulation actuellement (exemple : NTE). Outre
les caractéristiques électriques, on y trouve le brochage de nos précieux
composants. Vous trouverez aussi, la majorité des caractéristiques des
composants sur le net.
3. Caractéristiques
Le temps est
venu de relier notre transistor à une source de tension et d'observer ce qui se
passe. Pour ce faire nous allons réaliser un petit montage de test avec un
transistor petits signaux tout à fait classique. Nous allons essayer de voir ce
qu'est justement l'effet transistor.
Nous
observons que quand notre transistor est correctement polarisé (les tensions
sont dans le bon sens et de valeurs adéquates), un courant de base IB
de quelques µA circule dans la jonction Base - Émetteur. Comme il s'agit d'une
jonction, on retrouve une chute de tension de 0,6-0,7 V. Nous constatons également
qu'un courant IC beaucoup plus important circule du collecteur vers
l'émetteur. En faisant diverses expériences on démontre qu'une relation liant
IC et IB existe. Nous constatons enfin que le courant émetteur
est le plus important des trois et est égal à la somme de IC et IB.
Retenons
les deux relations ci-dessous :
IE = IC + IB
IC
= β IB
Les sources de tension
sont variables, nous allons donc les faire varier et mesurer à chaque fois V et
I. Ceci nous permettra de tracer des courbes fort utiles à la compréhension du
fonctionnement du transistor.
- Caractéristique de base du transistor:
La caractéristique
de base du transistor est la caractéristique du courant IB
fonction de la tension VBE. Nous l'avons déjà dit, il s'agit d'une diode et
vous retrouverez sans surprise la courbe bien connue de la diode sens passant.
- Caractéristique
de collecteur :
1ère
Expérience
Nous réglons
le courant de base à 5 µA. Ceci provoque un courant de collecteur de 1 mA.
Maintenant nous faisons varier la source de tension VCC,
c-à-d celle qui alimente le collecteur du transistor. À chaque variation nous
notons IC et VCE,
c-à-d la tension entre collecteur et émetteur et nous obtenons le résultat
important suivant : le courant IC
reste constant sur une grande plage malgré la variation de la tension de
collecteur.
Sur cette caractéristique, nous pouvons définir trois zones de fonctionnement du transistor
:
Zone 1 :
La première partie de la caractéristique (celle comprise entre 0 et le coude)
s’appelle région de saturation. La diode “collecteur” entre en
polarisation directe, l’effet transistor n’a pas lieu. VCE est de quelques dixièmes de volt (VCES = 0.2 à 0.4 volt)
Zone 2 :
La deuxième partie s’appelle région active. C’est dans cette zone
que le transistor doit fonctionner. La diode “collecteur” doit être polarisée
en inverse, pour cela il faut que VCE
soit supérieur à 1 volt.
Zone 3 :
La troisième partie est la zone de claquage qui est la zone à éviter
absolument.
Lorsqu’on
consulte la fiche signalétique d’un transistor, commencer par lire les
valeurs limites (courant, tension et puissance).
Exemple :
valeurs limites du transistor 2N3904
VCEO = 40 V
VCB = 60 V
VEB = 6 V
IC = 200mA
PD = 625 mW
avec PD = VCE
x IC
Toutes les tensions limites sont des tensions inverses de claquage.
2ème
expérience
Reproduisons
l'expérience ci-dessus mais en augmentant à chaque fois le courant de base et
reportons nos points de mesure sur le même graphique. Cela nous donne ceci.
Nous constatons que le gain en courant du transistor ß
est sensiblement constant (rapport IC/IB). Plus VCE
croît, moins la partie rectiligne est importante. Nous retiendrons que le
courant collecteur est dépendant du courant de base.
- Caractéristique du
gain en courant :
Nous avons vu que le courant collecteur était lié au courant de base par
le gain en courant
b
du transistor. Ce dernier fortement affecté
par la température. Quand la température du transistor croît, le gain ß
croît. Ce phénomène peut conduire à l'emballement thermique (ß
croît donc IC croît, la température du transistor croît, ce qui provoque
une augmentation de ß
Selon le transistor, ß
augmente du simple au triple sur la gamme du courant du transistor.
- Point de fonctionnement du
transistor
Pour visualiser le point de fonctionnement d'un transistor, il suffit de
tracer la droite de charge. Nous l'avons déjà fait pour la diode. Pour ce
faire, nous aurons besoin de la caractéristique de collecteur du transistor et
de deux points représentatifs donnés par deux équations tirées de la loi
d'Ohm.
Application pratique :
Écrivons l’équation du courant collecteur qui sera également l'équation
de la droite de charge.
VCC – VCE
IC
= ---------------------
RC
Explications :
La résistance
RC est parcourue par le courant collecteur IC.
Pour connaître la valeur de celui-ci, nous devons déterminer la chute de
tension aux bornes de cette résistance.
La tension
d'alimentation VCC est égale à la somme
des tensions partielles suivantes: VRC
(tension aux bornes de la résistance, provoquée par le passage du courant IC)
+ VCE (tension collecteur émetteur du transistor).
Cette tension VCE étant égale à VCC - VRC.
Nous ne faisons qu'appliquer la loi d'Ohm.
Nous savons donc que I = (VCC - VCE) / RC
Prenons les
deux hypothèses suivantes :
VCE = 0, IC
sera égal = VCC / RC.
Ce point sera le point de saturation du transistor (IC
est maximum).
Ic = 0 alors
VCE = VCC,
ce point sera le point de blocage du transistor.
Grâce à ces
deux points nous pouvons tracer la droite de charge statique qui aura cette
allure:
Que nous enseigne cette figure ?
Nous
reconnaissons la caractéristique de collecteur, là pas de problème. Nous
avons deux points significatifs, l'un appelé point de saturation, l'autre appelé
point de blocage.
Le
point de saturation est le point ou la tension VCE
atteint une valeur proche de 0. Ceci est dû au fait que la chute de tension aux
bornes de RC augmente ce qui
diminue VCE.
(VCE = VCC
–RC IC)
Le
point de blocage est le point où la tension VCE
atteint la tension d'alimentation VCC,
plus aucun courant de collecteur ne circule (hormis un ridicule courant de fuite
négligeable).
Ce point est atteint quand IB = 0
Notre
transistor pourra fonctionner en interrupteur, il sera complètement ouvert et
laissera passer le courant ou complètement fermé et ne le laissera pas passer.
Pour ce faire il faudra passer soit au régime saturé soit au régime bloqué,
en aucun cas dans un régime intermédiaire. Il pourra également fonctionner
entre ces deux points, dans le cadre d'un amplificateur, dans ce cas on
cherchera à éviter ces zones extrêmes que sont la saturation et le blocage.
Pour
se souvenir de cette notion de transistor fonctionnant en commutation, on dit également
qu’il fonctionne en tout ou rien. Imaginez un interrupteur entre collecteur et
émetteur, si l'on place aux bornes de cet interrupteur un voltmètre, on
mesurera la tension d'alimentation quand il est ouvert et une tension quasi
nulle quand il est fermé.
Retenons :
Le courant collecteur dépend du courant de base.
Le courant Émetteur = courant de Base
+ courant Collecteur. (IB est
souvent négligeable devant IC)
IC = β
x IB
IE = IC
+ IB
Le transistor utilisé en commutation fonctionne aux points de saturation et de
blocage.
La commande du transistor s'effectue par le courant de base en polarisant la
jonction B-E
4.
Polarisation
4.1.
Nécessité de la polarisation :
a)
Notre transistor, pour fonctionner, a besoin d'être “polarisé”.
Cela signifie qu'on doit appliquer sur ses connections les tensions correctes
et en amplitude et en polarité pour qu'il effectue la fonction qu'on lui
demande. Quand nous parlons de polarisation, nous parlons uniquement de
tensions continues, et ce sont ces tensions “continues” qui vont permettre
le fonctionnement correct en alternatif. Quand nous utiliserons la fonction
amplification par exemple, nous appliquerons un signal alternatif à l'entrée
et nous le récupérerons agrandi à la sortie, ceci ne sera possible que si
les tensions continues sont présentes.
b) La polarisation va nous permettre de régler le transistor dans sa
fonction amplification de manière à ce que le signal de sortie soit
rigoureusement (ou presque) identique au signal d'entrée (même allure mais
pas même amplitude!). Son point de fonctionnement est alors près du point
milieu de la droite de charge statique. Si c'est le cas on dira que notre
transistor amplifie linéairement
4.2.
La polarisation fixe (ou de base)
La première
des polarisations. Habituons nous à cette nouvelle représentation
schématique qui sera définitive. Le rail supérieur représente la tension
positive d'alimentation notée VCC,
le rail inférieur représente la référence ou 0V, c'est à dire la masse.
Si ß
augmente alors IC
(IC = β
IB)
augmente aussi =>
RC x
IC
augmente
Comme VCE = VCC
– RC IC,
alors VCE
diminue. Le point de fonctionnement se déplace inexorablement vers le point de
saturation.
Dans ce type
de montage il est impossible de stabiliser le courant de repos (le courant
permanent qui circule du collecteur vers la masse) de manière définitive, la
moindre variation de température entraîne une augmentation de
b
et du courant. Aussi utilisera-t-on ce type de polarisation pour faire
fonctionner le transistor en tout ou rien, c-à-d en commutation.
4.3.
Polarisation par réaction d'émetteur :
Base à la
masse, la jonction B-E n'est pas polarisée, le transistor est bloqué et aucun
courant ne circule, VCE est égal à la tension d'alimentation.
Base au
plus par l'intermédiaire d'une résistance, la jonction B-E est polarisée, le
courant IC
atteint le courant de saturation, VCE est très proche de VCC.
Le plus gros
problème contre lequel nous devons lutter pour polariser correctement un
transistor utilisé en amplificateur linéaire est la variation du gain en
courant b avec les
variations de température. Le moindre petit courant circulant dans le
transistor entraîne un échauffement. Ceci se traduit par une augmentation du
courant IC. Cette variation de IC
entraîne une variation de VCE puisque la chute de
tension aux bornes de la résistance de collecteur est proportionnelle à IC.
Tout ceci conduit au déplacement du point de repos Q du transistor.
L'idéal
serait de trouver un système permettant d'annuler ces variations, voire de les
compenser. La résistance d'émetteur jouera le rôle de contre-balancement de
l’effet de l’augmentation de
ß.
VCC = RE x IE
+ VBE + RB x IB
Si augmente alors IC
(IC = ß
IB)
augmente aussi
=>
RC x IC
augmente
IE
(IE = IC
+ IB)
augmente aussi
=>
RE IE
augmente
RB
IB
diminue d’où diminution de IB.
Plus
RE
est grande, plus le courant de base va diminuer si ß
augmente mais il y a un compromis à faire car :
VCC
= RE IE
+ VCE + RC
IC
Si
RE est
grande et que ß
augmente alors VCE
diminue. Le point de fonctionnement se déplace dans la zone de saturation. La
polarisation d’émetteur reste sensible à la variation de ß.
Nous venons
de voir le rôle capital de la résistance d'émetteur, ceci sera une constante
et vous la retrouverez dans pratiquement toutes les polarisations
Tracer la
droite de charge et calculer le point de fonctionnement du transistor pour β
= 100 puis pour
β
= 300. Que conclure ?
Rappelons que
la tension d'alimentation = VCC
et que nous pourrons assimiler IC
à IE tant la différence
entre ces courants est minime (à IB
près).
Calculons IC :
nous pouvons écrire la relation suivante :
VCC
- (RC IC
+ VCE + RE
IE) = 0 (voir schéma suivant)
Après
réarrangement il vient :
VCC
– VCE
IC
= -----------------
RC
+ RE
Voyons
ce que cela donne sur la droite de charge, en prenant pour la déterminer, nos
deux points habituels, à savoir le point de blocage quand IC = 0 et le point de saturation quand IC
n'est plus limité que par les résistances du circuit (VCE
= 0), Il vient :
Pour IC = 0 nous avons VCC
= VCE = 15 V
Pour VCE = 0, IC =
VCC/ RC
+ RE = 15 / (910 + 100) = 14.9
mA (VCES = 0)
Traçons :
VCC
= RB IB
+ VBE + RE
IE avec IB
= IC / ß
et IE = (ß
+ 1) (IC / ß)
IC
= ß
x (VCC – VBE)
/ (RB + (ß
+ 1) RE)
Pour ß
= 100, IC = 3.25 mA =>
VCE = 11.7 volts
Pour ß
= 300, IC = 9.32 mA
=>
VCE = 5.66 volts
Cette variation de courant est
inacceptable.
Avantages et inconvénients
de cette méthode de polarisation :
Nous avons
obtenu une meilleure stabilisation de notre point de repos sur la droite de
charge, toutefois ceci n'est pas tout à fait satisfaisant car une grande
variation du gain en courant du transistor entraîne encore trop de variation
du courant IC. Ce n'est pas encore le montage idéal.
4.4.
Polarisation automatique ou par réaction de collecteur
On la
retrouve assez souvent car elle est économe en composants et fournit de bons
résultats.
La
résistance de base RB est ramenée au collecteur plutôt qu’à l’alimentation,
c’est ce qui diffère la polarisation de collecteur de la polarisation de
base.
Que se
passe-t-il si b varie ? Si b
augmente alors le courant IC
augmente. Quand IC croît, la chute de tension RC
IC augmente également
diminuant par-là même la tension aux bornes de RB
ce qui provoque une diminution de IB
donc une diminution de IC. Bref ça régule.
Calculons les
tensions (en regardant le schéma pour nous aider) côté base, nous pouvons
écrire :
VCC
= RC
(IC+IB)
+ RB
IB
+ VBE)
Nous savons
que IC est sensiblement égal à IE
et que β IB
= IC
Nous
pouvons écrire que :
VCC
– VBE
IC
= ------------------
RC + (RB/β)
Nous
retrouvons la même équation que pour la polarisation précédente. Toutefois
si mentalement nous réduisons RB
à 0, ce qui revient à mettre un court-circuit, nous constatons que VCE
= VBE soit 0.6-0.7V. C'est ce
qui explique qu'on ne puisse pas saturer le transistor dans ce type de
montage, VCE ne pouvant
jamais descendre sous 0.7 V.
Dans ce type
de montage, pour stabiliser le point de fonctionnement Q au milieu de la
droite de charge, nous appliquerons la relation suivante :
RB = β RC
Exemple pratique
Tracer la
droite de charge et calculer le point de fonctionnement du transistor pour β = 100 puis pour β
= 300. Que conclure ?
VCC
= RC IC
+ VCE
IC
= 0 =>
VCEB = VCC
= 15 volts
VCE
= 0 =>
ICS = VCC
/ RC = 15 / 1 K = 15 mA
Pour ß = 100
=> IC = (VCC
– VBE) / (RC
+ (RB/ß)) = 4.77 mA, VCE
= 10.2 volts
Pour ß = 300 => IC = (VCC
– VBE) / (RC
+ (RB/ß)) = 8.58 mA, VCE
= 6.42 volts
Avantages
et inconvénients de cette méthode de polarisation :
Lorsque ß varie du simple au triple, IC
double à peine. Le point de fonctionnement Q se comporte mieux qu’en
polarisation par réaction d’émetteur. Le point de repos est mieux
stabilisé, mais on constate encore que le gain en courant du transistor
intervient dans le réglage du courant de repos. Ce montage cependant évite
la saturation du transistor.
4.5.
Polarisation par pont diviseur ou polarisation universelle ou en H
C'est
le montage le plus classique, on le retrouve partout. Cette fois la tension
polarisant la base est fournie par un pont diviseur formé par deux
résistances, l'émetteur voit une résistance RE
(revoyez plus haut l'importance de cette résistance sur l'effet régulateur),
le collecteur est chargé par une résistance RC. Dans ce montage, le courant de repos est totalement
indépendant du gain en courant b
du transistor. Voyons comment.
Théorème
de Thévenin : Le circuit ci-dessus est équivalent au
suivant :
Où :
RTH
= R1 R2 / (R1 +R2) (Charge débranchée, source Vcc en court-circuit)
VTH
= (VCC
x R2) / (R1 + R2) (Charge débranchée, source présente)
Équation de
la droite d’attaque :
VTH
= RTH
IB
+ VBE
+ RE
IE
(1)
Si β
est grand alors IC = IE
VTH
= RTH (IC/β)
+ VBE + RE
IC
VTH – VBE
= ((RTH/β)
+ RE)
IC
IC
= (VTH
– VBE)
/ (RE
+(RTH/b))
Si RE
> (RTH/ß),
RE = 100 (RTH/b)
par exemple, alors :
IC
= (VTH – VBE)
/ RE est indépendant de
β
Calcul
des résistances R1, R2,
RC et RE
sachant que β = 90, VCC = 30V et IC = 4 mA
1)
IC
= 4 mA
VCE = VCC/2=30/2 = 15V
2)
Règle du dixième
VE=VCC/10=30/10=3V
β=90
=> IC=IE
VE=RE x IE
= RE x IC => RE=VE/IC=3/4mA=750Ω
VRC=VCC-VCE-VE=30-15-3=12V
RC x IC=12V => RC=12/IC=12/4mA=3000 Ω
3)
Pour que IC
soit indépendant de b,
Il faut que RE soit grand devant RTH/b
RE
= 100 (RTH/ß) => RTH= 0.01β RE = 0.01 x 90
x750 = 675 = R1
x R2 / (R1 + R2)
VCC x R1 / (R1 + R2)=V1
VCC x R2 / (R1 + R2)=V2
=> V1/V2=R1/R2
V2 = VB = VE + 0.7 = 3 + 0.7 = 3.7 V
V1 = VCC
– V2 = 30 – 3.7 = 26.3 V
=>R1
/ R2 =
7.12 => R1 = 7.12 R2
RTH = 7.12 R2
x R2 / (7.12 R2
+ R2) = 675
7.12
R2 x R2 / 8.12 R2
= 675
7.12
R2 / 8.12 =
675
0.88
R2 = 675 => R2 = 675 / 0.88 = 767 Ω (R2
= 750 Ω normalisée)
R1 = 7.12 R2
= 7.12 x 750 = 5340 Ω (R1
= 5.3 KΩ normalisée)
Calcul des courants et tensions
Examinons le
pont diviseur R1-R2
:
Pour
déterminer la tension sur la base du transistor, il faut calculer le courant
qui circule dans R1+R2
puis à multiplier ce courant par R2,
on obtient ainsi la chute de tension aux bornes de R2.
R2
VB
= --------------- VCC
R1 + R2
Bon, nous
avons une tension fixe et stable VB
sur la base de notre transistor. Quelle est la valeur de la tension de
l'émetteur ?
VE
= VB –VBE
Les
tensions notées VE,
VB, sont les
tensions mesurées sur l'électrode considérée du transistor par rapport à
la masse.
Nous avons
affaire à une jonction, qui comme on le sait produit quel que soit le courant
qui la traverse une chute de tension de 0.7 V. Ce sera une constante. Calculons
le courant d'émetteur (ce qui revient à calculer le courant de
collecteur).
VE
IE
= -------------
RE
Où
VB – VBE
IE
= ------------------
RE
Nous
retiendrons que c'est la résistance
d'émetteur qui règle le courant de collecteur
Comment
est-ce possible ?
Nous
avons sur la base une tension dictée par le pont diviseur R1, R2.
Sur l'émetteur, nous retrouvons cette tension diminuée de VBE
soit inférieure de 0,7V (c'est une diode).
Le
courant IE = IC + IB,
négligeons IB qui est de
toute façon très petit, on peut approximativement dire que IC
= IE. Appliquons la loi d'Ohm
pour la résistance d'émetteur :
IE = VRE / RE
soit: IE = VE
/ RE
C'est bien RE qui règle le courant de collecteur.
Quelques
règles simples à respecter sur ce type de montage :
Ce n'est pas très scientifique et s'apparente plus à des recettes de
cuisines toutefois respectez ceci:
-
La chute de tension aux bornes de RE
pour avoir une bonne stabilisation doit être de un dixième de la tension
d'alimentation environ.
-
Le courant dans le pont de base doit être au moins 10 fois supérieur au
courant de base. Si ce n'était pas le cas, le courant de base ferait trop
chuter la tension VB.
Application numérique :
La tension
d'alimentation est de 30V. Nous allons nous attacher à calculer toutes les
tensions et tous les courants de ce montage.
1 -
Calculons la tension délivrée par le pont résistif R1,
R2
Nous savons que :
R2
VB
= ------------------ VCC
R1 + R2
Ce qui donne
1
VB
= ------------- x 30 = 3.85 V
7.8
2 - Calculons la tension
présente sur l'émetteur du transistor
VE = VB – VBE
VE = 3.85 - 0,7 = 3.15 V
3 - Calculons le courant
d'émetteur qui sera égal au courant collecteur
IE
= VRE
/ RE
IE
= VE
/ RE
IE
= 3.15 / 750 = 4.2mA
Le courant
collecteur étant à IB près
égal à IE
4 - Calculons la chute de
tension aux bornes de la résistance de collecteur
VRC = RC
IC
On prendra IC
= IE
VRC
= 3000 X 0.0042 = 12.6V
5 - Calculons VCE
VCE=
VCC – RC
IC – RE
IE
VCE
= 30 – 12.6 – 3.15 = 14.25 V
6 - Notre point de repos est
positionné comme suit :
IC = 4.2 mA
VCE = 14.25 V
7 - Dessinons notre droite de
charge en déterminant les deux points caractéristiques
Équation globale de
collecteur :
VCC
- (RC IC
+ VCE + RE
IE) = 0
Courant de saturation
Quand VCE
= 0, IC = VCC/
(RC + RE)
IC
= 30 / 37500 = 8 mA
Quand IC
= 0 VCE = VCC
soit 30V
On constate
que notre transistor est bien polarisé, le point de repos sur la droite de
charge est positionné presque au milieu.
Pour
conclure ce chapitre sur la polarisation, retenez ce qui suit.
Quand vous
serez devant un montage récalcitrant, et si vous avez affaire à la classique
polarisation par pont diviseur, commencez par mesurer la tension aux bornes de
la résistance d'émetteur.
Deux cas
sont possibles:
- Il n'y a rien
et le transistor ne débite pas, cherchez pourquoi (manque de tension,
transistor ouvert etc.)
-
Vous lisez une tension, alors divisez-la par la résistance d'émetteur, vous
aurez plus qu'une bonne idée du courant qui circule. En amplification de
puissance, vous verrez un autre système de polarisation (à priori), car on ne
pourra plus se permettre de perdre de la puissance dans différentes
résistances. Sachez toutefois que le principe restera le même, et que
l'objectif final sera toujours de rendre linéaire l'amplification du
transistor.
Exercice : Calcul des différents éléments (RC,
RE, R1
et R2) avec le
transistor 2N3904
Données :
- Transistor 2N3904 IC
MAX = 600 mA
- PD MAX = 500 mW = VCE x IC
-
β = 200
- Source de tension Vcc = 12 volts
1/
On se fixe IC de façon à être loin de la
puissance maximale dissipée par le transistor
PD
MAX
500 mW
Puissance
choisie = --------------- = --------------- = 50 mW
10
10
Vcc
12
VCE (milieu de la droite de charge) = --------- =
--------- = 6 V
2
2
P
50 mW
IC =
------ = ----------- = 8.3 mA
VCE 6V
2/
On utilise la règle du dixième qui consiste à fixer VE
au dixième de Vcc soit :
Vcc
12
VE = -------- = -------- = 1.2 V
10
10
3/
On calcule RC et RE :
VRC
= Vcc - VCE - VE = 12 - 6 - 1.2 = 4.8 Volts
VRC
= RC x
IC =>
RC = VRC
/ IC = 4.8 / 8.3
x 10-3
= 578 Ω (560 Ω normalisée)
ß = 200 =>
Ic = IE
VE
= RE IE
=>
RE = VE
/ IE = VE
/ IC = 1.2 / 8.3
x 10-3
= 145 Ω (150 Ω normalisée)
4/
On calcule R1 et R2 :
Pour que le
courant IC soit stable, il faut que RTH = 0.01 ß RE
= 0.01 x 200
x 150 = 300
300 = R1
x R2 / (R1+R2)
IR1
doit être grand devant IB =>
IR1 = IR2
=>
(V1 / R1) = (V2 / R2)
V2 = RE IC
+ VBE
= 1.2 + 0.7 = 1.9 volts
V1 =
Vcc - V2
= 12 - 1.9 = 10.1 volts
R1
V1
10.1
-----
= ------- = -------- = 5.32 volts
=> R1 = 5.32 x R2
R2
V2
1.9
R1 =
5.32 x R2
(1)
R1
x
R2
-----------
= 300
(2)
R1 + R2
5.32
R2 x R2
5.32 R2 R2
---------------
= ---------------- = 300 =>
5.32
R2 + R2
6.32 R2
=
5.32 R2 = 300 x 6.32
d’où R2
= 300 x
6.32 / 5.32 = 356Ω
R2
= 345 Ω (360 Ω
normalisée)
R1
= 5.32 R2 = 5.32
x 360 = 1.9 KΩ (2 KΩ normalisée)
4.6.
Polarisation par source de courant
L'utilisation
d'une source à courant constant pour polariser un transistor est certainement
une des façons les plus sûres pour obtenir un point de polarisation Q au
centre de la droite de charge puisque la source de courant assure un courant
de polarisation IC
constant dans le transistor Q1 (voir figure ci-dessus), indépendamment des
variations de la valeur de son gain en courant (Bêta). Ici le transistor Q1
sert de charge pour la source de courant.
La diode
zener stabilise la tension à 5.1 volts, VB2 = -15 + 5.5 = -9.9 volts
La tension
à l’émetteur de Q2
est alors VE2 =
VB2 - 0.7 =
-9.9 - 0.7 = -10.6 volts.
La
tension aux bornes de la résistance RE2
est : VRE2
= -10.6 - (-15) = 4.4 volts. Cette tension est fixe et stable. Le courant d’émetteur
de Q2 est aussi
stable et égal à : IE2 =4.4/120 =37mA
Si
on considère un transistor ayant un b
supérieur à 50, Le courant IC2
est égal à IE2
. Comme IC2 = IE1
, alors IC1 = IE2.
Le courant de collecteur du transistor Q1
est indépendant de b1. C’est la
source de courant formée de DZ,
de Q2 et de RE2
qui le détermine.
Chapitre
5 : Circuits d'amplification
1. Principe
2. Amplificateur à transistor
3. Les différents montages du transistor
4. Les classes d'amplification
5. Les amplificateurs opérationnels
6. Le transistor à effet de champ
1.
Principe
Partant d'un
signal infinitésimal (ou presque) délivré soit pas des têtes de lecture, un
lecteur CD ou un tuner, on est capable de produire un son assourdissant. Il a
fallu amplifier le signal de départ très faible en un signal susceptible de
faire bouger des membranes de haut-parleurs.
Dans le cas
que nous venons de citer, nous avons eu des exigences particulières, nous avons
par exemple souhaité que notre signal amplifié soit rigoureusement identique
quant à la forme au signal d'origine, seule la puissance a changé. Pour
amplifier un signal quel qu'il soit, nous prendrons de l'énergie sur une source
(l'alimentation) et nous transformerons cette énergie pour la rendre
rigoureusement conforme au signal d'origine.
2.
Amplificateur à transistor
On se souvient
de cette caractéristique que nous avons tracée pour notre transistor. Celui-ci
était polarisé par en ensemble de composants externes pour fonctionner “en
statique” au point de repos ayant les caractéristiques suivantes : IC
= 4.2 mA, VCE =
14.3 V
Imaginons
maintenant que nous fassions lentement bouger notre point de repos Q le long de
la droite de charge. Pour ce faire nous allons faire varier la polarisation en
modifiant par exemple le pont diviseur de base.
À un certain
moment nous nous approcherons du point de blocage (VCE = VCC).
En faisant varier dans l'autre sens, nous nous rapprocherons du point de
saturation (VCE=0)
Entre ces deux
points, le courant collecteur variera continûment. Comme il y a courant, il y a
chute de tension dans la résistance de collecteur RC. Cette chute de tension suivra le rythme
imposé par le courant (VRC
= RC x I) et
passera de 0 (rien) quand le transistor sera presque bloqué à une tension VCC
quand le transistor sera presque saturé. C'est cette tension, image parfaite du
courant, que nous récupérerons. Notez que l'on fera fonctionner le transistor
sur une plage assez réduite de la droite de charge, de manière justement à éviter
et le blocage et la saturation.
2.1
Comment faire varier le point de repos sur la droite de charge sachant
que nos éléments sont fixes ?
Nos
éléments de polarisation sont fixes, quelque chose doit varier pour que notre
point de repos se déplace sur la droite de charge. Ce quelque chose, c'est la
tension d'entrée à amplifier que nous allons appliquer sur la base. Comme il
s'agit d'un signal alternatif, les alternances positives viendront s'ajouter à
la tension de polarisation existante, ceci augmentera la polarisation de la
jonction Base - Émetteur, ce qui aura pour effet de faire croître IB, donc le courant IC,
les alternances négatives viendront se retrancher à la polarisation existante,
ce qui diminuera la courant IB
donc IC.
Sur le dessin
ci-dessous, la variation sinusoïdale du courant collecteur, provoquée par une
tension sinusoïdale en entrée, se retrouve sous forme de tension (chute de
tension aux bornes de RC)
entre le collecteur et l'émetteur du transistor.
2.2.
Comment acheminer les signaux alternatifs à amplifier vers la base et
comment les récupérer sur le collecteur ?
Comme nous
l'avons déjà dit, on amplifie des signaux alternatifs. Ceux-ci peuvent
provenir d'un microphone, de l'étage d'entrée d'un récepteur, d'un mélangeur,
bref d'une multitude de sources.
Il va falloir
convoyer ces signaux vers l'entrée du transistor et les récupérer, amplifiés,
à la sortie. Pour ce faire nous allons utiliser un composant bien connu qui à
la particularité de laisser les signaux alternatifs passer et de bloquer le
continu : Le condensateur.
Un
condensateur, outre cette intéressante propriété, présente une réactance
qui est fonction de sa capacité et de la fréquence de travail. Ceci implique
que le choix de sa valeur ne sera pas anodin et qu'il conviendra d'utiliser pour
une fréquence donnée, la valeur du condensateur offrant la réactance minimum,
au point de pouvoir considérer celui-ci comme un court-circuit pour les signaux
alternatifs.
Le
montage sera donc modifié comme suit :
On enverra les
signaux par l'intermédiaire d'un condensateur à l'entrée et on récupérera,
à la sortie, les variations d'entrée amplifiées par un autre condensateur.
Ces condensateurs seront appelés condensateurs de couplage. Nous voici
en présence d'un amplificateur B.F. (basses fréquences) complet.
XC
= 1 / 2 π F C
On
peut utiliser le condensateur d'une autre manière, cette fois-ci, il sera chargé
de dériver les signaux alternatifs vers la masse, il deviendra un condensateur
de découplage. Placé entre émetteur et masse, il va envoyer les signaux
alternatifs vers la masse ce qui aura pour effet d'augmenter fortement le gain
de l'amplificateur.
En
observant le montage, et en imaginant que CE
est déconnecté, vous remarquerez que IE
varie comme IC, ce n'est pas une nouveauté. Cette variation de IE
provoque bien entendu une variation de la tension aux bornes de RE
(VRE
= IE
x RE).
Cette variation tend à diminuer la polarisation de la jonction VBE
au rythme des variations de IE.
Branchons CE,
le condensateur élimine complètement la composante alternative, la tension VRE
est stable, le gain croît.
2.3.
Circuits équivalents en alternatifs et circuits équivalents en continu
a) Annuler la
source alternative (court-circuiter la source de tension, ouvrir la source de
courant). Ouvrir tous les condensateurs. Le circuit qui reste s’appelle circuit
équivalent en courant continu. Il permet de calculer tous les courants
continus et toutes les tensions continues désirés.
b)
Annuler la source continue (court-circuiter une source de tension, ouvrir une
source de courant). Court-circuiter tous les condensateurs de couplage et de découplage.
Le circuit qui reste s’appelle circuit équivalent en courant alternatif.
Il permet de calculer les courants alternatifs et les tensions alternatives.
c)
Le courant total de toute branche du circuit est égal à la somme du courant
continu et du courant alternatif de cette branche.
d) Exemple : circuit équivalent
en courant continu du circuit ci-dessous :
Pour
trouver le circuit équivalent sous la forme DC il suffit simplement d'ouvrir
tous les condensateurs du circuit puisqu’ils bloquent le passage du courant
DC. Ce qui reste sera le circuit équivalent DC.
e) Pour trouver
le circuit équivalent en AC il faut respecter quelques règles de base.
Court-circuiter
toutes les sources de tensions DC.
Court-circuiter
tous les condensateurs. Si un condensateur est branché en parallèle sur une résistance,
la résistance se trouve éliminée du circuit.
Le circuit
restant est le circuit équivalent AC.
f) Exemple
Le circuit
restant est le circuit équivalent en alternatif. En fait c’est ce que
rencontre le signal dans le circuit.
g) Circuits
équivalents du transistor
Les circuits équivalents
du transistor en courant continu et en courant alternatif sont les suivants (modèle
d’Ebers-Moll)
3.1.
Introduction
Nous
avons des besoins variés en électronique. Nous savons depuis l'étude sur les
générateurs qu'ils soient continus ou alternatifs que ceux-ci ont une
résistance interne Ri ou impédance propre Zi (le i est pour Input = Entrée).
Quand nous couplons un générateur à un récepteur (une résistance par
exemple), nous essayons de transférer le maximum de puissance et c'est là que
les impédances entrent en jeu.
Essayons
de modéliser simplement un générateur de tension alternative “v”
d'impédance Zi transférant son énergie à un récepteur d'impédance R (ce
récepteur R pourrait être l'impédance d'entrée d'un étage à transistor).
Nous
comprenons intuitivement que le générateur de tension charge un pont diviseur
formé par Zi et R. Si par exemple Zi est beaucoup plus grand que R, toute la
tension fournie par le générateur va se développer aux bornes de son
impédance interne, le récepteur ne verra pratiquement rien. On mesure donc
qu'il sera parfois nécessaire d'avoir des montages amplificateurs ayant des
caractéristiques d'entrée - sortie différentes. Ceci nous est donné par
trois montages fondamentaux du transistor en amplificateur.
3.2.
Le montage émetteur Commun :
On
l'appelle ainsi car du point de vue alternatif, l'émetteur est à la masse par
l'intermédiaire du condensateur de découplage CE.
De ce fait il se trouve être commun à l'entrée et à la sortie. Ce type de
montage est certainement celui qui est le plus utilisé. Nous avons déjà
étudié le fonctionnement mais rappelons que la tension à amplifier est
superposée à la polarisation continue. VBE
augmente ce qui fait croître IC.
Quand IC
croît la chute de tension RC
IC
croît également. Parallèlement si RC
IC
croît, la tension VCE
diminue. Au demi cycle suivant c'est l'inverse qui se produit, RC
IC
diminue, VCE augmente.
On
constate donc qu'à une augmentation de la tension d'entrée, correspond une
diminution de la tension de sortie. Attention, notez que la tension de sortie
est beaucoup plus élevée que la tension d'entrée, car nous avons réalisé un
amplificateur. Ici nous parlons de la phase du signal pas de son amplitude.
Le montage Émetteur Commun pour les raisons que nous
venons d'expliquer déphase le signal de 180°
D'où vient le gain ?
Des variations de IC,
ce qui provoque des variations de VRC
que l'on récupère grâce à un condensateur. Les variations de IC
sont produites par la tension d'entrée qui déplace le point de repos sur la
droite de charge du transistor.
Comment calculer le gain ?
Le gain peut être défini comme le rapport des variations de la tension
de sortie sur les variations de la tension d'entrée
On notera que
l'amplification A :
VOUT
A
= -----------
VIN
Avec
r’e qui a pour valeur :
25
mV
r'e
= ----------
IE en mA
IE
L’amplification
se calcule donc comme suit :
Rc
A
= - ----------
r'e
Cette relation
est importante car elle vous fournit les clefs de l'amplification. Le signe
"-" indique que le signal de sortie est déphasé de 180° par rapport
au signal d'entrée.
Impédance
d'entrée du circuit :
L’impédance
d’entrée du transistor Zit (i = input (entrée)) est :
Zit =
vi / ib
vi =
ie r’e = ß
ib r’e alors Zit = ß ib r’e / ib = ß
r’e
L’impédance
d’entrée du circuit est alors :
Zi = R1 // R2 // ß
r’e
Impédance
de sortie du circuit :
L’impédance de sortie Zo (o =
output (sortie)) du circuit est :
Exemple : Voici
le montage, on ne se préoccupera pas de la valeur des condensateurs que l'on
considérera comme des courts-circuits en alternatif. Nous allons calculer, la
valeur de l'amplification, l'impédance d'entrée et l'impédance de sortie.
1 - Nous voulons calculer la valeur de r'e, pour ce faire, nous devons
connaître IE.
Calculons la tension sur la base VB
3300
VB
= ---------------------- x 12 = 2,59V
3300 + 12000
2 -
Calculons la tension VE sur l'émetteur
VE
= VB - 0,7 =
1,89V
3 -
Calculons IE
IE
= VE/RE
= 1,89/ 1200 = 1,57 mA
4 - Nous pouvons
maintenant calculer r'e
25
25
r'e
= ---------- = --------------- = 16 Ω
IE
1,57
5 - Calculons l'amplification
A = Rc/
r'e = 2700/ 16 = 169
6 -
Calculons l'impédance d'entrée
Zi = R1//R2//β
r’e = 12K//3.3K//2.4K
Zi =
1246 Ω
7 - Calculons l'impédance de sortie
Zo = Rc = Zo = 2700 Ω
Résumé
des caractéristiques de l'amplificateur émetteur commun :
Grand gain
Signal de
sortie déphasé de 180°
Impédance
d'entrée moyenne à élevée
Impédance
de sortie moyenne à élevée.
3.3.
Le montage base commune :
La base est à la masse en alternatif (voir le condensateur), les signaux
à amplifier sont envoyés sur l'émetteur et la sortie amplifiée est sur le
collecteur. Les signaux injectés sur l'émetteur produiront des variations de
tension sur la jonction base – émetteur, ce qui fera varier IB
et donc IC.
Quant à la polarisation, elle est identique à celle du montage EC.
Gain du circuit
Avec
r’e qui a pour valeur :
25
mV
r'e
= ----------
IE en mA
IE
Ici le signal de sortie est en
phase avec le signal d'entrée.
Impédance
d'entrée du circuit : L’impédance d’entrée
du circuit est égale à :
Zit = vi / ie
vi = ie r’e
L’impédance
d’entrée du circuit est alors :
Zi = (ie r’e / ie) // RE
= r'e // RE
On
voit immédiatement que l'impédance d'entrée est très faible.
Impédance
de sortie du circuit : L’impédance de
sortie Zo du circuit est :
Zo = Rc car la source de courant
a une impédance infinie
Résumé
des caractéristiques de l'amplificateur base commune :
Grand gain
Signal de
sortie en phase avec le signal d’entrée
Petite
impédance d'entrée
Impédance
de sortie moyenne à élevée
3.4.
Le montage collecteur commun ou émetteur suiveur:
Cette
fois c'est le collecteur qui est directement relié au plus (pour les signaux
alternatifs le + équivaut à la masse) d'où le nom de collecteur commun. Le
circuit de polarisation est le classique pont de base. Vous remarquerez que
l'émetteur n'est pas découplé, on peut déjà en déduire que le gain sera
loin d'être maximum. On utilise ce montage quand on doit coupler une source
haute impédance à une charge basse impédance. Voyons le comportement de
l'engin.
Gain du circuit :
Nous
avions déjà évoqué la résistance r'e qui avait pour valeur :
25
mV
r'e
= -----------
IE
Avec IE en mA
Considérons le circuit
équivalent en alternatif
Nous pourrons très facilement calculer A comme suit :
vi = (r’e + RE) ie
vo = RE ie
Re
A
= -----------
Re + r'e
Le gain d'un montage collecteur
commun est légèrement inférieur à 1
Impédance
d'entrée du circuit :
Zit (t
= transistor) = vi / ib
Vi =
(r’e + RE) ie = (r’e + RE)
ib
Zit =
β
(r’e + RE)
D’où
l’impédance d’entrée du circuit :
Zi = R1 // R2 // β
(r’e + RE)
Impédance de sortie :
Zot =
vo / ie
vo = r’e
ie + (R1 // R2)
ib = r’e ie + (R1 // R2)
ie / ß
Zot =
r’e + (R1 // R2)
/ β)
D’où
l’impédance du circuit :
Zo = RE
// [r’e + (R1 // R2) / β
]
En
général RE est suffisamment grand pour qu’on
l’ignore, alors :
R1//R2
Zo = r'e + --------------
β
Résumé des
caractéristiques de l'amplificateur collecteur commun :
Gain unitaire
Signal de sortie en phase
Grande impédance d'entrée
Petite impédance de sortie
Cas
particulier du montage à collecteur commun, le Darlington :
Il
existe un montage à collecteur commun très répandu, souvent sous la forme
d'un seul boîtier à trois broches, appelé Darlington. Constitution : Il
s'agit de deux étages collecteurs communs reliés ensemble.
L'intérêt
de ce type de montage est d'obtenir un transistor équivalent avec ß
= ß1 x ß2.
De
plus l'isolement de la charge par rapport à la source est augmenté car
l'impédance d'entrée est augmentée et l'impédance de sortie diminuée.
3.5.
Influence de la source et de la charge :
Nous
avons jusqu'à présent raisonné sur des montages complètement isolés du
monde extérieur, or il n'en est pas ainsi dans la vie et tous les montages
amplificateurs verront à leur entrée une source et à leur sortie une charge.
Nous allons brièvement esquisser le tableau.
Nous
allons prendre pour notre étude le classique montage “émetteur commun” et
visualiser ce que voient les courants alternatifs et continus d'un tel montage.
Une fois ceci effectué, nous pourrons ramener tous nos montages amplificateurs
à de simples modèles.
Nous
voici ancrés dans la réalité maintenant. Nous avons rajouté une source de
tension alternative v ayant une impédance interne RI. À la sortie nous avons
connecté une charge RL
(L pour Load). Nous allons maintenant, grâce à des règles simples réduire ce
schéma à la fois pour le continu et pour l'alternatif à des modèles simples.
Pour le
courant continu, appliquons ceci :
1 - Court-circuiter les sources de tension alternatives et ouvrir les
sources de courant
2 - Ouvrir tous les condensateurs.
Il
reste ceci pour le continu, ce qui nous permet de calculer facilement les
tensions et courants continus dans ce montage.
Pour le
courant alternatif appliquons ceci :
1 - Court-circuiter les sources de tension continues et ouvrir les
sources de courant
2 - Court-circuiter tous les condensateurs.
Et voici
ci-dessus ce qui reste pour l'alternatif. Nous avons court-circuité les sources
de tensions continues ce qui a amené R1 à être en // sur R2
et le collecteur est ramené à la masse par RC.
La charge se retrouve alors en // sur RC.
Nous avons aussi court-circuité le condensateur de découplage ce qui a eu pour
effet de mettre directement l'émetteur à la masse.
Dernière
étape, modélisons notre amplificateur :
La
partie gauche représente l'entrée du montage où une source de tension v,
charge un ensemble composé d'une impédance interne RI et d'une charge formée par R1
et R2 en
parallèle. Il s'agit d'un classique pont diviseur. La tension d'entrée
effective à amplifier sera VI.
La
partie droite représente la sortie côté collecteur. Une source de tension (A
x VI) est
appliquée à un pont diviseur formé par la résistance de collecteur et la
résistance de charge. La tension effective amplifiée et VO.
Comme
on peut le constater, le facteur d'amplification seul (A) ne suffit pas à
décrire le comportement de l'étage amplificateur. Une bonne partie de la
tension est “perdue” aux bornes des résistances internes.
Tableau
récapitulatif des caractéristiques des trois montages fondamentaux
Retenez qu'il
existe trois montages fondamentaux, que le montage émetteur commun est le plus
utilisé et que l'on peut réduire assez simplement ce type de montage à un
modèle simple.
25 mV
r’e
= -----------
IE
(mA)
4. Les classes
d'amplification
Nous venons de
voir la fonction amplification appliquée dans les trois montages fondamentaux
du transistor. (Ces montages offrent des caractéristiques de gain, de phase et
d’impédances différentes). Il existe
plusieurs classes d'amplification : classes A, B, C et d’autres d'usage
moins courant. Jusqu'à présent nous n'avons étudié que des montages
polarisés en classe “A”. Les différentes classes d'amplification
permettent d'obtenir des linéarités et rendements différents.
4.1.
La classe
d'amplification ne dépend que de la polarisation :
C'est
le positionnement du point de repos sur la droite de charge qui détermine la
classe d'amplification. On peut le faire évoluer du point de blocage au point
de saturation par le choix judicieux de quelques résistances.
4.2.
La classe A :
Pour
faire fonctionner un amplificateur en classe A, on doit positionner le point de
repos Q (Quiescent en anglais) au milieu de la droite de charge. Ceci signifie
qu'au repos (sans application du signal) un courant IC
permanent circule dans le transistor.
Comme nous
l'avons vu, le signal d'entrée superposé à la polarisation continue va
déplacer le point Q sur la droite de charge. On veillera naturellement à ne
pas atteindre les limites que sont les points de blocage et de saturation sous
peine d'avoir un signal distordu.
La
figure ci-dessous représente la caractéristique IC
en fonction de IB.
En classe A, le courant circule tout au long d'un cycle, on dit que l'angle de
conduction est de 360°. Ceci donne une excellente linéarité (la forme du
signal de sortie est rigoureusement identique à la forme du signal d'entrée)
mais le circuit s'avère gourmand en énergie car le rendement (puissance
fournie sur puissance consommée) atteint péniblement 50%.
La
classe A est très utilisée en basses fréquences et dans les étages bas
niveau en hautes fréquences.
Résumé des caractéristiques de la classe A :
-
Excellente
linéarité
-
Rendement moyen (max 50%) car
sans
signal d'attaque, le transistor consomme la puissance VCE
x IC)
4.3.
La classe B :
Nous
venons de le voir, l'inconvénient majeur de la classe A est son mauvais
rendement, ceci se traduit par un dégagement de chaleur non négligeable.
L'idéal serait de pouvoir supprimer le courant de polarisation un certain
temps.
Ceci
est réalisé par la classe B où l'on amène le transistor à fonctionner sans
signal d'attaque juste au point de blocage (“cutoff”). Dès que l'alternance
positive du signal d'attaque sera présente, le transistor se débloquera et
conduira.
Le
point de polarisation est à IC =
0, le transistor est à peine bloqué.
Le signal d'attaque débloque
le transistor durant un demi-cycle. L'angle de conduction est de 180°.
Il
est évident que le rendement sera meilleur puisque le transistor ne consomme
plus inutilement de la puissance au repos, en revanche la sortie ne restitue
qu'une alternance sur deux. De plus, comme le déblocage du transistor est lié
à la présence du signal d'attaque, pour les petits signaux, le transistor ne
travaillera pas dans une partie droite de sa caractéristique et l'amplificateur
ne sera pas linéaire.
Pour
amplifier de manière égale les deux alternances, nous avons recours au montage
PUSH-PULL (Pousser - Tirer) composé de deux transistors. L'un (NPN) amplifie
l'alternance positive, l'autre (PNP) l'alternance négative.
Le
montage push-pull nécessite une attention particulière quant à la distorsion
de passage ou de recouvrement, dite “cross-over”. Cette distorsion a lieu
lors du changement d'alternance.
Voici
le signal de sortie d'un amplificateur push-pull classe B. On mesure très
nettement la distorsion lors du changement d'alternance. On remédie à ce
problème en augmentant légèrement l'angle de conduction de chaque transistor
qui devient > 180° au détriment naturellement du rendement.
Résumé des caractéristiques de la classe B :
- Bon rendement (60%)
- Distorsion de croisement
- Nécessité d'un ensemble symétrique
4.4.
La classe AB :
Nous sommes confrontés au dilemme
suivant :
- nous avons besoin de
puissance
- nous avons besoin de
linéarité
- nous ne voulons et ne
pouvons pas concevoir des systèmes à trop faible rendement.
Pour
essayer d'apporter une réponse à peu près cohérente aux points évoqués
ci-dessus, la technique nous offre la classe AB.
Principe
: pour
éliminer la distorsion de croisement, les deux transistors de l’arrangement
push-pull doivent être polarisés légèrement au-dessus du blocage lorsqu’il
n’y a aucun signal. Cette variante de l’amplificateur classe B représente
la classe AB.
Cette
polarisation, inférieure à ce qu'elle serait en classe A, permet au transistor
de peu débiter sans signal. La linéarité naturellement en souffre mais nous
chargerons l’amplificateur par un circuit de sortie qui aura, entres autres,
la fonction de filtrer les harmoniques produits par ces non-linéarités.
L’alimentation
double polarité n’est plus requise lorsque la résistance de charge est
couplée par condensateur. Lorsque les caractéristiques des diodes D1 et D2
sont assorties de près aux caractéristiques de transconductance des
transistors, une polarisation stable peut être maintenue en dépit de la
température.
Exemple : Amplificateur classe AB avec
préamplificateur classe A.
Résumé des caractéristiques de la classe AB :
- Rendement moyen
- linéarité acceptable
4.5.
La classe C :
Très
utile dans les multiplicateurs de fréquence et d'une manière générale à
chaque fois que l'on a besoin d'un amplificateur fortement non linéaire, elle
est utilisée dans l'amplification de puissance. Le principe est simple : il
suffit que le dispositif amplificateur conduise seulement sur une fraction très
faible du cycle, de manière à ne délivrer qu'une impulsion de forte
puissance.
4.5.1
Fixation du niveau DC
Durant
la première alternance positive, la diode est polarisée en direct, le
condensateur se charge à la valeur crête moins 0.7 volt soit (12-0.7) =
11.3 volts
Pendant
l’alternance négative, la diode est bloquée. À ses bornes, on a deux
sources de tensions en série : la source alternative et le condensateur
chargé à 11.3 volts.
Dans
le cas d’un amplificateur en classe C, la diode D est représentée par la
jonction base-émetteur du transistor (voir figure suivante). Ce dernier ne
conduira qu’un court instant sur les crêtes positives du signal qui se
retrouve sur sa base. La jonction base-émetteur et le condensateur C permettent
de verrouiller négativement le signal comme le montre la figure précédente.
Bien évidemment,
le dispositif sera fortement non linéaire, et il faudra restituer la partie
manquante du signal par un circuit accordé à fort coefficient de qualité.
La
figure ci-dessus le laisse apparaître clairement, seule une partie du signal
d'entrée est amplifiée car elle a l'amplitude nécessaire pour débloquer le
dispositif amplificateur qui est fortement polarisé pour le blocage. On obtient
des impulsions en sortie de forte amplitude. Comme le dispositif n'est pas
linéaire on l'utilise pour réaliser des mélangeurs, des multiplicateurs de
fréquence. Le rendement est excellent et atteint 75%.
4.5.2
Polarisation par circuit de fixation d’un amplificateur classe C
La
jonction base-émetteur fonctionne comme une diode. Lorsque le signal d’entrée
devient positif, le condensateur C1
se charge à la valeur crête. Cette action produit une tension moyenne d’environ
(– V crête). Le transistor est alors actionné en blocage sauf durant les
crêtes positives, pour lesquelles le transistor conduit pendant un court
instant. La constante de temps R1
x C1 doit
être plus grande que la période du signal d’entrée.
La fréquence de résonance du circuit
LC2 est . La brève pulsation de courant au collecteur pour chaque cycle de l’entrée
amorce et maintient en marche l’oscillation du circuit résonant pour produire
une tension sinusoïdale à la sortie.
Différentes
étapes d’un cycle
La
pulsation du courant charge le condensateur C2
à une valeur d’environ +VCC.
Après la pulsation, le condensateur se décharge rapidement et charge la bobine
L.
Une
fois le condensateur complètement déchargé, le champ magnétique de la bobine
disparaît et recharge le condensateur mais dans la direction contraire à la
charge précédente.
Le
condensateur se décharge à nouveau et fait augmenter le champ magnétique de
la bobine.
La
bobine recharge rapidement le condensateur à une crête
positive légèrement
inférieure à la précédente, dû
à la perte d’énergie dans la résistance
de l’enroulement et complète le cycle.
Tableau
récapitulatif des propriétés des classes d'amplification
Il existe
beaucoup d'autres classes d'amplification beaucoup plus exotiques faisant appel
à des signaux carrés plus ou moins modulés. Pour l'instant ceci ne nous
concerne pas. Vous en savez assez sur les classes d'amplification, essayez de
retenir les fondamentales, ce sera suffisant, surtout retenez que c'est la
polarisation qui détermine la classe.
5. Les amplificateurs
opérationnels
L'amplificateur
opérationnel occupe une place prépondérante dans l'électronique moderne. On
le rencontre dans beaucoup d’applications linéaires mais aussi dans les
alimentations. La connaissance de ses caractéristiques est importante.
5.1.
Introduction:
Tout
amplificateur opérationnel que l'on notera AOP repose sur un circuit appelé amplificateur
différentiel. Cet amplificateur a la
particularité d'amplifier la différence des tensions appliquées sur les
entrées A et B. On récupère le signal de sortie entre les deux collecteurs.
Raisonnons
en continu. Si nous polarisons différemment notre entrée A de notre entrée B,
nous aurons Ic1 différent de Ic2. Nous aurons une chute de tension différente
sur le collecteur 1 de celle du collecteur 2 puisque le courant Ic1 sera
différent de Ic2. Ceci implique que la ddp entre collecteurs sera bien l'image
de la différence des tensions d'entrée.
5.2.
Constitution
Un
AOP est constitué d’un amplificateur différentiel ayant une impédance d’entrée
très élevée suivi d’un amplificateur en tension (montage émetteur commun)
et d’un amplificateur en courant ayant une impédance de sortie très faible.
Vous imaginerez donc sans peine qu'un amplificateur opérationnel est un peu
plus complexe que la représentation simplifiée faite ci-dessus. Toutefois on
ne montre jamais sur les schémas le détail du circuit utilisé, ce serait
complexe et inutile. L'amplificateur, en fonction de la configuration qu'on lui
donne, réalise une fonction. L'AOP n'est toutefois pas parfait, il a quelques
petits défauts qu'il faut connaître.
5.3.
Représentation :
Et
voici le symbole, on trouve deux entrées : une, notée “+” appelée
“entrée non inverseuse” et l'autre notée “-” est “l'entrée
inverseuse”. Les connexions d'alimentation ne sont pas représentées.
5.4.
Utilité :
On
alimente l'amplificateur avec une tension symétrique ou pas. On applique sur
l'entrée non inverseuse une tension V1,
et sur l'entrée inverseuse une tension V2.
La tension résultante d'entrée, appelée VIN
est égale à V1-V2.
Cette tension VIN
= (V1-V2)
est amplifiée par le facteur d'amplification A de l'AOP qui est constant. On la
retrouve à la sortie, elle s'appelle VOUT
et est égale à VIN
x A
5.5.
Caractéristiques :
L’AOP
sans circuit externe de contre réaction de la sortie vers l’entrée est
décrit comme étant en boucle ouverte. En boucle ouverte, les caractéristiques
de l’ampli opérationnel idéal sont les suivantes :
Gain
différentiel = ∞
Impédance d’entrée = ∞ Ω
Impédance de sortie = 0 Ω
Bande passante = ∞ Hz
Gain en mode commun = 0
Tension
de décalage = 0 volt
Bipolaire type UA741,
Fet, type TL072 l'entrée est constituée de
transistors à effet de champ
Lin
CMOS (Complementary metal oxide semiconductor) réalisée
à partir de transistors MOS complémentaires.
Cas
Particuler : AOP UA741 (TTL)
Autour de 200
000 (UA741)
- Courant
maximum disponible
±
25 mA (UA741)
L'AOP
qui est un dispositif à couplage direct passe le continu. Sa bande passante
sans contre réaction va du continu à 1 MHz (UA741).
Les
AOP ont une grande impédance d'entrée, celle-ci est spécifiée par le
constructeur pour chaque modèle. Pour un UA741 très classique comptez 2 MΩ.
L'impédance de sortie est très basse. Elle se situe autour de 75 ohms
pour le UA741.
- L'alimentation en courant continu
Initialement
les AOP étaient conçus pour fonctionner, alimentés par une tension
symétrique +/-, mais
on peut les faire fonctionner avec une seule tension même si ceci s'accompagne
d'une perte de dynamique.
Nécessité
de travailler en boucle fermée
Toutes
ces propriétés entraînent une utilisation particulière de l’AOP. Le gain
étant infini, on n’utilisera jamais l’amplificateur en boucle ouverte car,
pour une tension différentielle d’entrée infiniment petite, la tension de
sortie serait infinie.
Pour
donner une idée de la grandeur, si vous appliquez une tension différentielle
de 1 mV (1.10-3 V) aux entrées, la sortie serait de 200V. Il est
bien évident qu'avec une alimentation de 15V, vous ne pourrez obtenir cette
valeur, vous atteindrez seulement la tension de saturation plus ou moins égale
à l'alimentation.
L’amplificateur
serait saturé puisque la tension de sortie ne peut être supérieure à la
tension d’alimentation. Nous monterons donc un amplificateur opérationnel en
boucle fermée (avec une contre-réaction ou negative
feedback). Cette contre-réaction sera soustractive, autrement dit elle se
soustraira de la tension différentielle d’entrée, ce qui diminuera cette
dernière et maintiendra la sortie dans les limites finies.
5.6.
La contre-réaction négative (negative feedback):
Les amplificateurs hélas, n'ont pas la faculté
d'amplifier les signaux dans une grande bande passante et avec un gain constant.
La
courbe de réponse d'un amplificateur à composants discrets ressemble à
ceci :
L'idée
de base est de réduire le gain de manière à augmenter la bande passante. Ceci
est visible sur le dessin ci-dessous. Le trait noir montre une bande passante
réduite à fort gain, tandis que le trait rouge laisse apparaître une BP plus
large mais avec gain réduit.
5.6.1
Comment faire ?
Pour
réaliser cela, l'idée est de prélever une partie (faible) du signal de sortie
et de la réinjecter à l'entrée de l'amplificateur en opposition de phase
naturellement. Les signaux de sortie viendront se soustraire aux signaux
d'entrée de manière à faire travailler l'amplificateur dans sa partie
linéaire. Ceci conduira à diminuer le gain de l'amplificateur et à augmenter
sa bande passante.
Si
nous injections les signaux non pas en opposition de phase (180°) mais en phase
nous réaliserions un oscillateur.
Le
signal sera prélevé et injecté par le biais de résistances et c'est en
ajustant ces résistances que nous pourrons régler le taux de rétroaction.
Voilà
le principe : La boucle de réaction peut être négative ou positive.
Quand elle est négative, l'ampli est contre-réactionné, quand elle est
positive, le montage oscille.
Ce mode de
fonctionnement avec contre-réaction sera appelé “mode en boucle fermée”
A
est le gain en boucle ouverte de l’amplificateur (noté souvent AOL “open loop”), et ß,
le coefficient d’atténuation de la contre-réaction. Si on appelle V’IN
l’entrée de l’AOP, alors :
V’IN = VIN
– βVOUT et VOUT
= AV’IN
VOUT
------
= V’IN
= VIN - βVOUT
=> VOUT = AVIN
- AβVOUT =>
VOUT
+ AβVOUT = AVIN
A
VOUT (1 + Aβ) = AVIN
VOUT A
------ = ----------- = ACL (closed
loop)
VIN
1 + Aβ
Le
gain en boucle fermée est finie et dépend du coefficient d’atténuation ß.
Il est beaucoup plus petit que le gain en boucle ouverte
Exemple :
A= 200 000 et β
= 0.1
=>
ACL
= 200 000 / (1 + 200 000 x 0.1) = 10
5.6.2.
Règles de simplification
On
utilise deux petites règles simples pour faire l’analyse du comportement des
amplificateurs opérationnels. Celles-ci découlent des caractéristiques
idéales données précédemment.
Premièrement :
le gain est tellement élevé qu’une fraction de millivolt entre les bornes d’entrée
va faire bouger la sortie sur toute l’étendue possible. Ceci nous amène à
ignorer cette petite tension. On dit donc :
Règle
#1 : la sortie va tout tenter pour réduire la tension différentielle d’entrée
à zéro.
Deuxièmement,
les amplificateurs opérationnelles ne tirent que des courants très faibles par
leurs entrées. Ces courants sont dans l’ordre du nanoampère. On dit
donc :
Règle
#2 : les entrées ne demandent aucun courant.
5.7.
Circuits fondamentaux à amplificateur opérationnel
5.7.1.
Comparateur
Nous avons vu
que l’amplificateur opérationnel devait comporter une boucle de rétroaction
pour obtenir une tension de sortie finie. Un AOP non muni d’une telle boucle
est un comparateur, c’est-à-dire un composant donnant une certaine tension de
sortie si la tension est négative et une autre tension si l’entrée est
positive.
VOUT est la tension de sortie, VIN
est la tension d'entrée en mode différentiel (VIN
= V1-V2). VSAT,
qui est la tension de saturation, est proche de VCC, -VSAT
est proche de VEE.
Si l'AOP est alimenté par une seule tension Vcc, la caractéristique se trouve
amputée de la partie basse qui va de 0 à -VSAT.
La zone de fonctionnement linéaire se situe entre les deux valeurs de VSAT.
|
VIN
|
VOUT
|
|
V1
> V2
|
-
VSAT
|
|
V1
< V2
|
+
VSAT
|
En
clair le dispositif fonctionnera en comparateur de tension. Si la tension sur
l'entrée non inverseuse est supérieure à la tension présente sur l'entrée
inverseuse, la sortie bascule au niveau haut proche de VCC.
Dans le cas contraire, V2 <
V1, la sortie bascule vers
le niveau bas soit VEE. Si le circuit
est alimenté par une tension non symétrique comme par exemple (+15, 0V)
la sortie aurait basculé vers 0V lorsque V2
< V1.
Si
l’entrée non inverseuse n’est pas à la masse mais à une tension VRÉF, les changements d’état
se feront à VRÉF.
Exemple
#1
Question
:
a)
Tracer l’onde de VOUT
b)
Tracer la fonction de transfert
Solution
Exemple
#2
Question
:
c)
Tracer l’onde de VOUT
d)
Tracer la fonction de transfert
Solution
5.7.2.
Amplificateur non inverseur à gain fini
La
contre-réaction négative telle qu’illustrée à la figure suivante est la
comparaison continuelle de VIN
avec VOUT. Via un diviseur de
tension on ramène à l’entrée inverseuse une portion du signal électrique
présent à la sortie de l’amplificateur opérationnel (VOUT)
pour la comparer avec la tension d’entrée (VIN)
présente sur l’entrée non inverseuse. On dit alors que le circuit fonctionne
en boucle fermée.
a) Principe
Un
montage non inverseur fournit une tension de sortie en phase avec la tension d’entrée
(voir figure précédente). Dans ce circuit, le signal est appliqué à l’entrée
non inverseuse (+) de l’amplificateur. Une boucle de contre-réaction, formée
par un diviseur de tension (Rf et Ri) ramène une portion du signal de sortie (VOUT)
sur l’entrée inverseuse (-).
La
figure suivante illustre comment se calcule le gain d’un amplificateur en
boucle fermée. Le gain en tension AV
est le rapport entre VOUT et VIN.
VOUT
Gain = --------
VIN
Dans l’exemple
de la figure précédente, VIN
= 1 volt.
Règle
#1 :
Vdiff = 0 volt. La tension aux bornes de Ri vaut donc 1 volt et son courant est
de 1 mA
Règle
#2 : les
entrées ne demandent aucun courant. Le courant de 1 mA provient donc de la
sortie de l’amplificateur opérationnel. La chute de tension dans la
résistance Rf de 1K vaut donc 1 volt.
La
sortie de l’amplificateur s’est donc ajustée à 2 volts car VOUT = VRi
+ VRf = 1V + 1V = 2V
AV = VOUT / VIN
VOUT = (Rf
+ Ri) x I
VIN = Ri
x I
VOUT
(Rf + Ri) x I (Rf + Ri)
Rf
Ri
Rf
AV
= --------- = -------------- = ------------ = --------+ --------- = ------- + 1
VIN Ri
x I
Ri
Ri
Ri Ri
Un diviseur de
tension par 2 produit un gain de 2, un diviseur de tension par 10 produit un
gain de 10 etc.
Exemple
Questions :
AV = ?, VOUT
= ?, VRi = ? VRf = ?
AV = (Rf /
Ri) + 1 = (10 / 2) + 1 = 6
VOUT = AV x VIN = 6 x 2 = 12 volts
VRi = VIN = 2 volts
VRf = VOUT – VRi = 12 – 2 = 10 V
b) Impédance d’entrée d’un montage non inverseur
On
a vu que l’impédance d’entrée d’un ampli opérationnel idéal est l’infini.
On peut ainsi ajuster aisément l’impédance d’entrée grâce à une
résistance qu’on place entre l’entrée non inverseuse et la masse (à la
figure précédente, l’impédance d’entrée qui est R vaut donc 10K).
Exemple
Questions :
AV = ?, VOUT
= ?, ZIN = ?
AV = (Rf /
Ri) + 1 = (50 / 20) + 1 = 3.5
VOUT = AV x VIN = 3.5 x 2 = 7 volts
ZIN = R = 20K
5.7.3.
Montage inverseur
a) Principe
L’entrée se fait via RIN
sur l’entrée inverseuse de l’ampli opérationnel. Noter encore selon la règle
#1 que le potentiel à cette entrée est maintenu à 0 V. On l’appelle “point
commun virtuel” ou “masse virtuelle”. On retrouve ainsi la tension VIN aux bornes de la résistance RIN
et le courant de RIN passe
au travers de la résistance RF (règle
#2). De là on peut calculer VOUT :
VOUT = -
RF
x I
Comme VIN = RIN x I, alors on peut déterminer le gain :
VOUT
-RF x
I
RF
AV
= ------- = ---------- = - -------
VIN
RIN x I
RIN
Le
signe moins (-) montre que la sortie est déphasée de 180° par rapport à
l'entrée d'où son nom de “montage inverseur”.
b) Impédance d’entrée
L’impédance
d’entrée de ce montage est :
ZIN = VIN
/ I = RIN x I / I = RIN
En
effet on voit que le courant d’entrée est déterminé par la valeur de RIN. On peut
alors dire que la valeur de l’impédance d’entrée d’un montage inverseur
est égale à RIN
Exemple
#1
D’un côté de
RIN on retrouve VIN
à 1 volt et de l’autre côté on retrouve 0 volt (masse virtuelle). Cela
crée aux bornes de RIN une différence de potentielle de 1 volt selon les polarités indiquées
sur la figure. Le courant dans RIN
est alors de :
I = 1 V / 10 K = 100 mA
À cause de la
règle #2, tout ce courant traverse
RF créant à ses bornes une chute de tension de :
- 100 mA x 10 K =
- 2 volts. Cette
tension est aussi la tension de sortie.
La tension de
sortie a donc dû s’ajuster à – 2 volts de sorte à ajuster la tension
différentielle d’entrée de l’amplificateur à 0 volt.
Vérification :
AV = - RF / RIN
= - 20 K / 10 K = -2
VOUT = AV x VIN
= -2 x 1 V = - 2 V
Exemple
#2
Question
a)
AV = ?
b)
VOUT = ?
c)
ZIN = ?
d)
VRIN = ?
e)
VRF = ?
Solution
a)
AV = - RF
/ RIN = - 30K /
10K = -3
b)
VOUT = AV
x VIN = -3 x 2
= -6V
c)
ZIN = RIN
= 10K
d)
VRIN = VIN
= 2V
e)
VRF = -RF
x I = -RF x (VIN / RIN) = - 30K x (2/10K) = -6V
5.7.4.
Amplificateur suiveur
Le
gain de cet amplificateur sera égal à l’unité et la sortie sera donc égale
à l’entrée. Ce montage apparemment inutile est pourtant très utilisé pour
adapter les impédances. On a alors un amplificateur tampon ou intermédiaire (buffer)
à impédance d’entrée très élevée et à impédance de sortie basse.
5.7.5.
Amplificateur sommateur ou additionneur
Ce
montage hormis ses applications mathématiques est utilisé pour mélanger
plusieurs signaux sur un seul amplificateur. En ajoutant un potentiomètre à
l'entrée on peut doser le volume pour chaque entrée. Il peut aussi être
utilisé comme convertisseur numérique-analogique.
Selon la règle #1, l’entrée inverseuse est
une masse virtuelle. Le courant dans R1 est alors égal à V1/R1, celui dans R2
est V2/R2 et celui dans R3 est V3/R3
Selon la règle #2, Le courant circulant dans
Rf est la somme des courants provenant de R1, R2 et R3.
On peut alors écrire VOUT
= - Rf x I = - Rf x (I1 + I2 + I3)
V1
V2 V3
VOUT
= - Rf ( ----- + ------ + -------)
R1
R2 R3
Si
on prend Rf = R1 = R2 = R3, alors :
VOUT = - (V1
+ V2 + V3), d’où le nom de sommateur donné à ce montage.
Exemple :
Soit le montage ci-dessus où Rf = R1 = R2 = R3 = 10 K, V1 = 1 V, V2 = 2 V, V3 =
3 V. Calculer :
a)
IR1
b)
IR2
c)
IR3
d)
IRf
e)
VRF
f)
VOUT
Solution :
a)
IR1
= V1 / R1 = 1 / 10 K = 100 mA
b)
IR2
= V2 / R2 = 2 / 10 K = 200 mA
c)
IR3
= V1 / R1 = 1 / 10 K = 300 mA
d)
IRf
= IR1
+ IR2
+ IR3
= 100 mA +
200 mA +
300 mA =
600 mA
e)
VRF
= -Rf x IRF
= -10K x 600 mA = -6V
f)
VOUT
= VRF
= -6V
5.7.6.
Amplificateur soustracteur
Puisque l’impédance
d’entrée de l’AOP est infinie, aucun courant n’y entre. Le courant qui
circule dans R1 parcourt donc R2, et celui qui circule dans R3 parcourt donc R4.
De plus, le gain en boucle ouverte étant infini, la tension différentielle à
l’entrée de l’AOP est pratiquement nulle. Les deux entrées ont donc le
même potentiel. Appelons V cette tension commune aux deux entrées. On a
alors :
V1
– V V- VO
---------
= --------
R1
R2
et
V2
– V V
---------
= --------
R3
R4
Exemple :
Soit le montage ci-dessous où R1 = R2 = R3 = R4 = 10 K, V1 = 3 V, V2 = 4 V, V3
= 3 V. Calculer :
a)
VOUT
b)
VA
c)
VB
d)
VR1
e)
IR1
f)
IR2
g)
VR2
h)
VOUT
Solution :
e)
VOUT
= V2 – V1 = 4 – 3 = 1 volt
f)
VB = 4V /2 = 2 volts
g)
VB = VA
= 2 volts
h)
VR1 = V1 – VA
= 3 – 2 = 1 volt
i)
IR1 = VR1
/ R1 = 1 / 10K = 100 mA
j)
IR2 = IR1
= 100 mA
k)
VR2 = IR2
x R2 = 100 mA
x 10K = 1 volt
l)
VOUT
= VA – VR2
= 2 – 1 = 1 volt
5.8.
Amplificateur de courant pour amplificateur de tension
Le
courant maximal de sortie d’un amplificateur opérationnel typique est
limité. Pour un UA741, par exemple, il est de 25 mA. Si la charge exige un
courant plus élevé, il faut ajouter un élément “amplificateur de courant”
à la sortie. Le circuit suivant l’illustre bien.
L’AOP
donne le courant IB qui contrôle IC et IE.
La charge est alimentée par l’émetteur d’où sort ce courant IE.
Ce circuit illustre bien le rôle du transistor. L’amplificateur
ne peut fournir lui-même le courant de 1 ampère exigé par la charge de 12
watts. Le transistor vient donc à sa rescousse en lui fournissant les muscles
manquants. L’amplificateur ne fournit que 10 mA (1A/ß=1A/100=10mA),
ce qu’il est en mesure de faire.
5.9.
Ce qui différencie un AOP idéal d'un AOP réel :
En
général nous décrivons des éléments parfaits, or chacun le sait rien n'est
parfait. Nos AOP présentent des imperfections qu'il convient de
connaître.
5.9.1.
Tension de décalage en entrée
Nous
relions nos deux entrées à la masse, VIN=0.
On constate qu'il existe en sortie une tension VOUT non nulle. Ceci est du à
l'inévitable dissymétrie de construction des entrées. On la compense par un
potentiomètre monté sur les broches appropriées (offset) du circuit
intégré.
5.9.2.
Courant de polarisation d'entrée
Les
entrées de l'AOP sont des transistors qui ont besoin d'être polarisés. Cette
polarisation doit être rigoureusement identique pour les deux étages ce qui
n'est jamais le cas et provoque des décalages de la tension de sortie. On y
remédie en montant sur l'entrée non inverseuse une résistance R3 de valeur :
Rf x Ri
R3
= -----------
(Ri+Rf)
5.9.3.
Taux de réjection en mode commun CMRR (Common
mode rejection ratio)
Idéalement
un AOP n’amplifie que les signaux en mode différentiel et pas en mode commun.
Un signal mode commun est un signal qui est appliqué simultanément aux deux
entrées, c'est le cas de tous les parasites et autres perturbations.
L'AOP
devrait donc amplifier uniquement en mode différentiel, donc ne pas amplifier
ces signaux. Ce n'est pas tout à fait le cas et en sortie on retrouvera un
signal amplifié en mode différentiel (ce que nous voulons) et une partie du
signal amplifié en mode commun (ce que nous ne souhaitons pas). Le taux entre
amplification mode différentiel et amplification mode commun s'appelle le CMRR.
Comme ce taux est élevé, il est exprimé en dB. Plus le taux est élevé,
meilleur est l'AOP.
5.10.
Réponse
en fréquence de l'amplificateur opérationnel :
Jusqu’à
présent, nous avons supposé que la bande passante, c’est-à-dire la gamme
des fréquences dans laquelle on faisait les calculs était infinie. Ceci n’est
malheureusement pas les cas. La figure suivante donne l’allure du gain en
tension en boucle fermée en fonction de la fréquence. Le gain de 200 000 que l’on
prenait en considération n’est valable qu’en continu jusqu’à une
fréquence d’environ 6 Hz. Ensuite, il décroît rapidement. Le gain est
divisé par 10 lorsque la fréquence est multipliée par 10.
Si
on exprime le gain en décibel sachant que A (dB) = 20 log (VOUT / VIN),
on dira qu’il décroît de 20 dB par décade c’est-à-dire qu’il diminue
de 20 dB lorsque la fréquence est multipliée par 10.
Remarque : le tracé est logarithmique.
- L'amplification est unitaire à la
fréquence de 1 MHz. Ce point remarquable s'appelle Fréquence unité ou produit
Gain-Bande Passante noté en anglais GBW (Gain Band Width).
- Vous mesurez en observant la courbe de
réponse du gain en fonction de la fréquence en boucle ouverte combien la
contre réaction est vitale et essentielle en électronique.
- Nous échangerons du gain contre de la
bande passante. C'est d'autant plus bénéfique que diminuer le gain augmente la
stabilité des amplificateurs et évite les oscillations indésirables.
6. Le
transistor à effet de champ (FET)
Le transistor
bipolaire est le composant essentiel de l'électronique linéaire. Son
fonctionnement repose sur deux types de charges, les trous et les électrons.
D'où son qualificatif de bipolaire.
Le transistor
bipolaire convient le mieux pour de nombreuses applications linéaires. Mais le
transistor unipolaire est meilleur dans le cas de certaines applications. Le
fonctionnement d'un transistor unipolaire dépend d'un seul type de charges, les
trous ou les électrons.
Le transistor à
effet de champ (FET “Field Effect Transistor”) est un exemple de transistor
unipolaire. Les “FETS” sont des dispositifs commandés par tension par
opposition aux transistors bipolaires qui sont commandés par courant.
6.1.
Notions fondamentales
Un transistor
FET est composé d'un barreau de silicium dopé N et de deux îlots, d'un
matériau type P, noyés dans ses flancs.
La partie
inférieure du dispositif s'appelle la source parce que les électrons libres pénètrent dans le
dispositif par cet endroit.
La partie
supérieure s'appelle le drain
parce que les électrons libres quittent le dispositif par cet endroit.
Les deux
régions P sont connectées intérieurement et s'appellent La grille.
Remarquer le
petit espace entre les régions P. Les électrons libres doivent passer par
cet endroit (canal)
lorsqu'ils migrent de la source au drain.
La largeur du
canal est importante : elle détermine le courant qui traverse le FET.
Il existe aussi
des “FETS” canal P. Un FET canal P comprend un barreau de silicium dopé P
et deux îlots d'un matériau de type N.
6.2.
Polarisation d'un FET
Pour
un FET canal N, un courant d'électrons libres circule de la source vers le
drain. Puisque les électrons doivent passer par le canal, le courant drain
dépend de la largeur de ce canal.
La grille est polarisée négativement pour empêcher tout
courant de grille et aussi pour rétrécir le canal. Plus la tension de grille
est négative, plus le canal est étroit.
Si
nous appliquons sur la grille (gate en anglais) une tension fortement
négative par rapport à la source, le transistor sera bloqué. Si nous
rendons de moins en moins négative cette tension, le transistor commencera à
conduire entre Drain et Source. La commande d'un FET s'effectue donc en
tension
6.2.1.
Tension de blocage grille-source
Lorsque
la tension grille est suffisamment négative, le canal conducteur disparaît.
Cela bloque le courant drain. La tension de grille qui bloque le courant drain
est appelée VGS blocage
ou VGS off
Exemple : VGS
blocage = - 3.5
V pour le FET 2N5951
6.2.2.
Courant grille de fuite
La
jonction grille-source étant une diode au silicium polarisée en inverse,
seul un petit courant inverse la traverse. Idéalement le courant grille est
nul. Donc tous les électrons libres provenant de la source vont au drain.
Autrement dit, le courant drain égale le courant source.
Le
courant le plus significatif d'un FET est le courant source-drain noté ID
et habituellement appelé le courant drain.
6.2.3.
Caractéristiques de drain
Elle
ressemble à la caractéristique d'un transistor bipolaire sauf qu'en abscisse
nous avons la tension VDS
et en ordonnée le Courant ID.
La vraie différence ne se situe dans le type de commande. Sur le transistor
bipolaire nous commandions le courant IC par le
courant IB. Ici nous commandons ID
par la tension VGS (tension
entre Grille et Source). La tension VDS pour laquelle le courant se
stabilise est appelée tension de pincement
(VP)
Ceci
est fondamental, un FET se commande en tension. Remarquez que le transistor
conduit pour des tensions négatives de VGS.
Plus la différence entre grille et source diminue, plus le transistor
débite.
Quelques
remarques sur cette caractéristique :
1
- La tension VGS doit
passer (sur cet exemple de 0 à -3V) pour faire débiter le transistor de son
courant maximal à presque rien. Il faut donc une assez grande excursion du
signal d'entrée pour procurer une grande variation de ID.
2
- Le FET se commande donc en tension, l'impédance d'entrée est très
élevée, aucun courant (ou presque) n'est consommé sur l'étage précédent
(normal Zi est très grand).
3
- Cette caractéristique de Drain ressemble beaucoup à la caractéristique de
collecteur du transistor bipolaire. On y trouve une zone de saturation, une
zone active et une zone de blocage.
4
- Dès que l'on a quitté la zone de saturation, la région active est très
plate et le transistor est utilisable sur une grande plage de VDS.
Au-delà d'une certaine valeur de VDS,
la jonction entre dans la zone de claquage et le courant augmente rapidement.
6.2.4.
Grande résistance d'entrée
L'une
des grandes différences entre un FET et un transistor bipolaire est son
impédance d'entrée aux basses fréquences. Comme la grille ne tire aucun
courant, la résistance d'entrée d'un FET s'élève à plusieurs dizaines ou
plusieurs centaines de mégohms.
6.3. Les
caractéristiques tension-courant du FET :
VGS
: tension entre grille et source. C'est la tension
de polarisation du FET qui va commander le courant qui va s'écouler du drain
vers la source. Ce courant est appelé Id
VDS
: tension entre drain et source, identique au concept VCE
VGS
(blocage) ou VGS
off : tension pour laquelle le transistor est bloqué et ne débite
plus
ID : courant qui circule entre Drain
et source
IDSS
: courant de drain quand la grille est
court ciruitée, c-à-d VGS
= 0. Ce courant représente le courant maximum que peut débiter le
transistor.
Caractéristique
de transconductance :
La
caractéristique de transconductance permet de calculer le courant de drain ID
pour toute tension grille-source VGS
Il y a une petite formule
qui synthétise le tout :
VGS
ID = IDSS
( 1 - --------------------- ) 2
VGS blocage
6.4. Les différentes
polarisations d’un transistor FET:
Comme vous vous
en doutez, il y a plusieurs techniques pour polariser un transistor FET. Pour
polariser convenablement ce type de transistor, nous devrons tenir compte de
ses qualités et de ses défauts.
Un des défauts
majeurs du FET est que son courant IDSS
varie d'un modèle à un autre dans de grandes proportions, le constructeur
étant incapable d'assurer une fourchette stable de caractéristiques sur une
même série. Il faudra donc concevoir une polarisation qui élimine ce
critère.
La
polarisation automatique :
Voici le
schéma. On a placé une résistance de charge dans le drain, une résistance
de source RS et une résistance RG
qui a pour tâche de mettre la grille à la masse. Comme un courant
négligeable circule dans cette résistance la chute de tension est
pratiquement nulle et la grille est bien au potentiel de masse.
Comment la
polarisation s'effectue t'elle alors ? Nous savons que ID
dépend de VGS, donc c'est la tension
présente à la source du transistor qui va le polariser (VGS
= VG -VS).
Supposons que
pour une raison ou une autre Id augmente, cela va provoquer une augmentation
de la chute de tension aux bornes de RS (VRS=
ID x RS).
Cette tension sera positive, conséquemment la tension VGS
va devenir plus négative puisque VGS
= VG - VS.
Ceci aura pour effet de diminuer Id, le but recherché est atteint.
Droite
de polarisation :
La grille est au potentiel de
masse, donc VG =0.
La source est au potentiel Vs=
ID
x RS
La tension VGS
= VG – VS
VGS = 0 - ID
x RS
VGS
= - ID
RS
Si
VGS
= 0 alors ID = 0
Si
VGS
= -1 alors ID = 1/ RS
Si
VGS
= -2 alors Id = 2/ RS
Etc.
On
démontre que la droite de polarisation a pour pente -1/ RS.
Voilà
comment sera polarisé notre transistor à effet de champ. Le point de repos R
sera positionné comme suit :
ID
= 4 mA
Pour VGS
= -1,5 V
Autre
forme de polarisation, la polarisation par pont diviseur et résistance de
source :
Comme
pour le transistor bipolaire, nous allons utiliser cette polarisation qui a
toutes les qualités (ou presque !)
Toutefois la
stabilisation du point de repos par ce procédé sera quand même moins
efficace que sur un transistor bipolaire
Déterminons
la valeur de la tension de grille par rapport à la masse.
R2
VG
=
-------------- x Vcc
R1
+ R2
Déterminons
la tension présente à la source Vs
VS
= VG
– VGS
Déterminons
le courant drain ID
VG
– VGS
ID
= -----------------
RS
La
tension sur le drain sera égale à
VD
= VCC
– RD
x ID
Et
une application :
Soit le montage
suivant, on se propose de déterminer les courants et tensions sachant que VGS
= -1V. Nous cherchons à déterminer Id, calculons pour commencer la tension
présente sur la grille VG.
Nous
avons un pont de 2 résistances identiques, la tension sera égale à VCC
/ 2 soit 6 V.
Nous
savons (c'est l'exposé) que VGS
= -1V, donc nous pouvons calculer ID
VG
– VGS
6 - (-1)
ID=
------------------ = ---------------------
= 1,25 mA
RS
5600
Calculons
la chute de tension aux bornes de RD:
VRD = RD
x ID
= 1000 x 0,00125 = 1,25 V
La
tension VDS
s'établit à VDS = VCC
- RDID
- RSID
= 3,75 V
6.5. Et le FET en amplification ?
(Source
commune)
Le transistor
est fait pour amplifier des signaux et le FET ne déroge pas. Nous allons
faire une étude simplifiée sur le montage source commune qui est au FET ce
que l'émetteur commun est au bipolaire.
Nous avions pu
établir quelques formules approximatives et simples pour le bipolaire car
nous pouvions évaluer la valeur approximative de la résistance en alternatif
de la jonction base-émetteur. Pour un FET, nous utiliserons une autre valeur
déterminée par le constructeur et appelée Transconductance.
La
transconductance notée gm indique la capacité qu'à la
grille de commander le courant drain en dynamique. Elle
s'exprime en Siemens (pratiquement en µS ou µW-1)
et est donnée pour chaque type de transistor à
effet de champ. gm représente les variations de ID
par rapport à VGS
Plus gm
est grand plus la commande de grille aura d'influence sur ID.
gm est donnée pour un courant déterminé. D'autre par, gm
croit avec ID
Le gain en
tension A d'un amplificateur à FET est donné par :
A = - gm RD
Notez que
les transistors FET se caractérisent par une très grande impédance
d'entrée (plusieurs Mégohms)
Et
si nous reprenons notre exemple précèdent sachant de gm = 3000
µS, nous pourrons calculer facilement notre amplification à vide, c-à-d
sans charge.
A
= - gm RD
A = -3000
10-6 x 1000 = 3
(Ce n'est pas un gros amplificateur!)
Ce qu’il faut
retenir est que la commande s'effectue en tension et non pas en courant comme
pour le transistor bipolaire.
Chapitre
6
:
Les MOSFETS
La structure
“métal – isolant - semi-conducteur” est l'une des plus importantes
puisqu'elle a conduit en particulier aux transistors dits MOSFETS (pour metal
oxide semiconductor field effect transistor). En première approximation le
MOSFET est voisin du FET à jonction puisqu'il s'agit ici encore d'un canal dont
la conductance est pilotée par une grille, mais la différence essentielle
vient du fait que l'électrode de commande est isolée du canal par un diélectrique
et que la commande sera donc de type capacitif.
1.
MOSFET à appauvrissement ou à déplétion (D-MOSFET)
La
figure ci-dessus illustre parfaitement le principe d'un transistor MOS à canal
N. La source et le drain sont de type N et la grille est isolée du
semi-conducteur par une couche de bioxyde de silicium (SiO2)
ou de Si3N4 ou d'un empilement des deux.
Ce
type de transistor est un MOSFET à appauvrissement (déplétion). Son abréviation
est “D-MOSFET”
Principe de fonctionnement : le transistor D-MOSFET peut fonctionner
sous deux régimes :
-
Régime d’appauvrissement
-
Régime d’enrichissement
Comme
la grille est isolée du canal, on peut y appliquer une tension positive ou négative.
Il fonctionne en régime d’appauvrissement lorsqu’une tension négative est
appliquée sur la grille et en régime d’enrichissement lorsque c’est une
tension positive qui y est appliquée. Les D-MOSFETS sont, en général, utilisés
en régime d’appauvrissement.
Ø
Régime d’appauvrissement
La
grille est comme une des plaques d’un condensateur et le canal est l’autre
plaque. La couche isolante au bioxyde de silicium est le matériau diélectrique.
Avec
une tension de grille négative, les charges négatives de grille repoussent les
électrons de conduction du canal laissant les ions positifs à leur place.
Le
canal N est appauvri de quelques électrons diminuant ainsi la conductibilité
du canal. Plus la tension est négative sur la grille, plus on intensifie
l’appauvrissement du canal.
À VGS off,
le canal est totalement appauvri et le courant drain devient nul.
Ø
Régime d’enrichissement
Avec
une tension de grille positive, plus d’électrons sont attirés vers le canal,
ce qui augmente (enrichit) la conductibilité du canal.
Symbole
2.
MOSFET à enrichissement (E-MOSFET) (E = Enhancement en anglais)
Il
fonctionne seulement en régime d’enrichissement et ne possède pas de régime
d’appauvrissement. Sa conception est différente du D-MOSFET. En effet il ne
possède pas de canal structural.
Pour
un canal N, une tension de grille positive au-dessus de la valeur de seuil,
induit un canal en créant une mince couche de charges négatives dans la région
du substrat contiguë à la couche de SiO2.
La
conductibilité du canal est enrichie en augmentant la tension entre grille et
source. Le canal se comporte comme une simple résistance (on exploitera ce mode
de fonctionnement très fréquemment dans les dispositifs logiques aussi bien
qu'analogiques).
Si VDD croit, alors on obtient un effet de pincement analogue
à celui constaté dans le JFET.
Symbole
Les pointillés indiquent qu’il n’y a pas de canal physique et donc
qu’il n’y a aucune circulation de courant entre drain et source tant qu’il
n’y a pas de tension positive sur la grille.
Remarque
Les
MOS à enrichissement sont les plus faciles à fabriquer (il n'y a qu'à
diffuser la source et le drain). Cependant ces transistors présentent un inconvénient
majeur par rapport aux J-FET, c'est leur sensibilité aux charges statiques liée
à leur très grande impédance d'entrée (>1000MΩ).
En effet, si VGS est trop important, en raison de la très faible épaisseur
du diélectrique (< 0.1 mm), ils
claquent.
Caractéristiques
des différents types de transistors MOS
Chapitre
7 : Les thyristors
1.
Le redresseur commandé au silicium (SCR)
L’abrégé
“SCR” -en Anglo-saxon Silicon Controlled Rectifier-, redresseur commandé au
silicium, est un commutateur de puissance rapide. Il peut fonctionner sous
plusieurs centaines de volts et conduire des courants pouvant dépasser cent Ampères.
Il remplace le relais et le commutateur mécanique et offre une fiabilité bien
supérieure à ces composants maintenant démodés. Le domaine des SCR recouvre
la commande en alternatif des éclairages, des appareils de chauffage, des
moteurs électriques, etc.
L'utilisation
de ces dispositifs s'est généralisée ; il est important d'en comprendre le
fonctionnement.
Le SCR consiste en un sandwich
de quatre couches de silicium. Le symbole représentatif est celui d'une diode,
avec une électrode de commande “GRILLE” ou “G Â C H E T T E”.
Son circuit équivalent est le
suivant :
Le thyristor peut être bloqué ou passant (résistance faible) suivant
la tension appliquée à la gâchette, sous forme d'une impulsion de faible
puissance et de courte durée.
Le
fonctionnement peut s'analyser suivant trois configurations différentes :
a)
Polarisation inverse : anode négative par rapport à la cathode. Seul un faible
courant de fuite passe, les jonctions sont polarisées en inverse.
b)
Polarisation directe : anode positive par rapport à la cathode sans
signal de gâchette. Le SCR est dit “bloqué” en direct, il agit
comme une résistance très élevée.
a)
Polarisation directe avec un signal sur la gâchette :
le SCR débloque la jonction en quelques microsecondes et un courant très
important, seulement limité par la résistance externe du circuit, circule dans
le SCR. La tension anode cathode reste de l’ordre de 0,5 à 0,7 volt.
Le SCR reste dans cet état conducteur même
après la disparition du signal de commande sur la gâchette. On ne peut le
couper qu’en réduisant le courant qu’il débite en dessous d’une valeur
appelée courant de maintien.
Quand la
conduction s’opérera nous appellerons cette phase “l’amorçage”.
Le SCR présente plusieurs conditions d’amorçage et de désamorçage.
Circuits
d’amorçage en courant continu
Normalement,
l’amorçage du thyristor a lieu si un courant approprié circule dans la gâchette.
Ce courant peut être injecté par l’un ou l’autre des procédés de la
figure suivante.
Le
circuit A est le plus simple. On place entre l’alimentation et la gâchette,
une résistance dont la valeur fixe le courant IG
à une intensité adéquate. L’interrupteur amorce le SCR.
Le
circuit B utilise un diviseur de tension qui applique à la gâchette une
fraction de la tension principale. La valeur de ce potentiel doit être
suffisante pour polariser la gâchette du SCR. On la fixe aux environs de 0.6 à
0.8 volt.
Enfin
le SCR du circuit C n’utilise pas d’interrupteur car il reçoit ses
impulsions de déclenchement d’un autre circuit constitué de transistors
bipolaires. Les résistances R1 et R2 forment encore ici un diviseur de tension
qui ajuste la tension de gâchette à la bonne valeur.
Désamorçage
d’un SCR
Même
s’il se compare à un relais électromagnétique, le SCR se distingue d’une
façon marquante sur un point : le courant de commande qui l’a amorcé
via la gâchette, ne peut le remettre à son état bloqué. En effet, si
l’impulsion de courant IG disparaît, après amorçage, le SCR continue de
conduire. Pourtant il faudra bien le désamorcer quand viendra le besoin. Aussi
faut-il prévoir un circuit extérieur apte à accomplir cette fonction
importante.
Les
méthodes de désamorçage sont multiples. En voici quelques-unes (voir
figure suivante):
- Le plus simple des procédés consiste à couper,
purement et simplement, l’arrivée du courant dans le circuit d’anode
(fig. A). Une brève pression sur le bouton poussoir replace le SCR dans
l’état bloqué, qu’il conserve jusqu’à la prochaine impulsion sur la
gâchette.
- Le court-circuit impulsif, entre anode et cathode
(fig. B), donne le même résultat.
- L’application d’une tension inverse (fig. C) est
une solution intéressante si l’on dispose d’une source de tension
auxiliaire. Si tel n’est pas le cas, on utilise un condensateur (fig. D).
En conduction, le SCR reçoit le courant de RL directement et de RC à
travers le condensateur. Ce dernier acquiert des charges selon les polarités
indiquées. Une pression sur le bouton poussoir place le condensateur en
parallèle avec le SCR et applique sa charge en inverse entre anode et
cathode. Cette technique est couramment mise en œuvre dans les circuits
industriels. Dans ce domaine on rencontre évidemment des montages beaucoup
plus raffinés que celui de la figure D. Le bouton poussoir qui ne joue ici
qu’un rôle figuratif, représente en fait un commutateur à
semi-conducteur, c’est-à-dire un autre SCR ou un simple transistor
bipolaire. Quoi qu’il en soit, le principe demeure.
- En alternatif, le désamorçage est automatique à
la fin de chaque demi-cycle passant et il n’y a pas de conduction possible
durant les demi-cycles inverses
Test
de fonctionnement
On
trouve une source d’alimentation continue qui peut être une batterie, un
interrupteur S1 qui ouvre ou ferme ce circuit. Le SCR est monté en série avec
une charge constituée par une ampoule.
Le
SCR est polarisé en direct, l’anode au pôle positif et la cathode au pôle négatif
de l’alimentation. La gâchette quant à elle est reliée par l’intermédiaire
d’une résistance R et d’un interrupteur S2 au plus de l’alimentation.
Fermons
S1, il ne se produit rien, la lampe n’allume pas et l’on retrouve la tension
d’alimentation aux bornes du SCR. Laissons S1 fermé et fermons maintenant S2.
La lampe s’allume (VAK
est d’environ 1 volt). Si nous ouvrons
S2, la lampe reste allumée. Pour l’éteindre, nous n’avons pas d’autre
solution que d’ouvrir S1, c'est-à-dire couper l’alimentation.
Interprétation :
- Fermer le circuit d’alimentation ne
provoque pas la conduction du SCR, là le comportement diffère notablement
d’une diode.
- Pour provoquer la conduction, nous
devons envoyer une impulsion de courant dans la gâchette du SCR, la tension
doit être positive par rapport à la cathode. Nous avons amorcé notre SCR.
- Si nous inversons les polarités de
l’alimentation, le SCR ne s’amorce plus, il a donc un comportement polarisé.
- Pour bloquer le SCR, il faut ramener la
ddp anode cathode à une valeur nulle ou presque.
Conditions d’amorçage
Les conditions de blocage
|
- Tension anode-cathode positive
et supérieure au seuil mini (voir notice du constructeur)
-
Courant de gâchette IG
supérieur à la valeur minimale requise (dépendante du thyristor)
-
Un fois le thyristor amorcé,
maintien d’un courant anode-cathode IAK supérieur à un
courant dit “d’accrochage” IL.
(dépendant du thyristor)
|
Quand le courant anode-cathode IAK
est inférieur au courant minimum de maintien pendant un temps supérieur
au temps de désamorçage.
|
Nous
venons de voir le fonctionnement avec des tensions continues mais le SCR offre
des comportements en alternatif très intéressants également car on peut le déclencher
ou on le désire sur un cycle. Il se désamorce naturellement à chaque
changement d'alternance puisque la tension passe par 0.
Comme on peut le voir sur le dessin ci-dessus, le SCR est déclenché à
un moment bien précis sur l'alternance (partie verte). On peut donc faire
varier la puissance moyenne d'un dispositif par le biais d'un SCR.
Pour pouvoir travailler sur les deux alternances du cycle, il est nécessaire
d’utiliser un pont redresseur de fort calibre pour une commande de puissance.
Utilisation
:
C'est essentiellement un composant d'électrotechnique
utilisé pour le redressement commandé. En électronique, on l’utilisera dans
les circuits de protection contre les surtensions de l’alimentation. En électronique
industrielle, on le retrouve dans les commandes des moteurs électriques, des
charges de haute puissance et de tous les dispositifs nécessitant d’être
commandés pour laisser transiter de la puissance.
Application
Protection
d’un circuit électronique : le principe consiste en une sécurité qui
permette de supprimer la tension de sortie si celle-ci excède une valeur qui
peut être destructive pour le matériel alimenté. Voici comment :
L’alimentation délivre une tension V de 12
volts. On disposons entre le plus et le moins une résistance et une diode zener
de la valeur de la tension maximum supportable par le matériel alimenté soit
15 volts dans le cas de notre exemple.
En fonctionnement normal, la diode zener est
utilisée sous son seuil et la gâchette du SCR n'est pas alimentée. Si,
pour une raison ou une autre, la tension de sortie de l'alimentation excède la
valeur fixée par la zener, celle ci entre en zone d'avalanche et conduit. On
retrouve à ses bornes la tension de zener, ce qui a pour effet d'alimenter la gâchette
du SCR. Celui-ci en conduisant, provoque un court-circuit entre (+) et (-) ce
qui fait fondre le fusible et protège le matériel alimenté.
Vérification
d'un SCR :
À l'aide
d'un multimètre, on peut vérifier un SCR en procédant comme suit :
1. Sélection
de l'échelle : choisir sur le multimètre l'échelle qui permet de vérifier
les jonctions à semi-conducteur (diode).
2. Test de
la jonction gâchette/cathode : placez la sonde rouge sur la gâchette et la
noire sur la cathode. Vous devriez obtenir l'équivalent d'une jonction en
conduction (0,6 Volt). Intervertissez les deux sondes et l'affichage indiquera
“infini ou OverLoad”.
3. Test de
non-conduction entre anode et cathode : placez la sonde rouge sur l'anode et
la noire sur la cathode sans toucher la gâchette. Le SCR ne doit pas conduire
(infini ou OverLoad). Intervertissez les deux sondes, le SCR ne doit toujours
pas conduire (infini ou OverLoad).
4. Test
d'amorçage du SCR par la gâchette : placez la sonde rouge sur l'anode et
la noire sur la cathode. Si vous ne touchez pas la gâchette, le SCR ne doit pas
conduire. Maintenant, placez un court-circuit entre l'anode et la gâchette pour
amorcer le SCR, il doit conduire (affichage = 0,57 Volt). Si vous enlevez le
court-circuit entre l'anode et la gâchette, le SCR doit continuer de conduire.
Autres
moyens d’amorçage
En élevant la
tension entre anode et cathode jusqu’à ce que le phénomène d’avalanche se
produise pour l’un ou l’autre des transistors, on déclenche la réaction en
chaîne qui rend le SCR conducteur. On déconseille toutefois d’utiliser cette
méthode car bien souvent, le fabricant ne garantit pas de manière précise la
valeur de tension d’avalanche.
- Amorçage par la température
À
chaque fois que la température s’élève de 14oC environ, le
courant de fuite d’un transistor au silicium double. Il est plausible que
l’intensité de ce courant devienne suffisante pour amorcer le thyristor. Ce
procédé d’amorçage, plutôt incertain, n’est évidemment pas très
recommandable.
- Amorçage
par effet photo-électrique
Dans
une photodiode, une fenêtre transparente permet à la lumière d’atteindre la
jonction où elle vient moduler l’intensité du courant de fuite en inverse.
Un tel procédé peut être employé sans inconvénient pour amorcer un
thyristor. Une certaine catégorie de thyristors, spécialisés à cet effet,
peuvent être amorcés par la lumière, ce sont les LASCR ou “Light Actived
Silicon Controlled Rectifier”.
2.
Le TRIAC
MT (1
et 2) est l'acronyme de Main Terminal
Le triac est la version bidirectionnelle du SCR,
élément unidirectionnel. Son nom est la contraction de “Triode
for Alternative Current”,
c’est-à-dire élément à trois électrodes à semi-conducteur, pour
l’alternatif.
Le triac présente, comme le SCR, soit une très
grande résistance, soit une très faible résistance lorsqu’il a été amorcé
et permet le passage du courant dans les deux sens.
Extérieurement, le triac a le même aspect
qu’un SCR, mais intérieurement, c’est un véritable circuit intégré,
puisqu’une seule pastille permet d’assurer la fonction de deux SCR.
Le
triac devant conduire dans les deux polarités, on ne peut parler d’anode et
de cathode comme c’était le cas pour le SCR. Ses deux électrodes reçoivent
dorénavant les désignations MT1 et MT2. L’électrode de commande demeure
encore la gâchette.
Courbe
caractéristique
La caractéristique du triac, illustrée à la
figure précédente est obtenue par la réunion des caractéristiques directes de chaque
SCR. Si MT2 reçoit une tension positive par rapport à MT1, qu’on relie à la
masse, le triac fonctionne dans le premier
quadrant du graphique ; la tension VT et le courant IT
sont positifs.
Dans le cas inverse, où MT1 est porté à un
potentiel négatif par rapport à MT2 qui est relié à la masse, on travaille
dans le troisième quadrant ; la
tension VT
et le courant IT
sont maintenant négatifs.
Selon les polarités de la tensions aux bornes
du triac, l’impulsion de déclenchement à la gâchette amorcera le SCR
approprié, l’autre demeurant bloqué.
Comme pour le SCR, on peut atteindre la valeur
de déclenchement sans signal de gâchette en appliquant la tension de
retournement VBR. Celle-ci n’a pas
forcément la même valeur dans les deux sens. Par ailleurs, le dispositif peut
basculer à l’état passant quel que soit le sens de l’impulsion de gâchette
(positive ou négative) et ce indépendamment du sens de la tension entre MT1 et
MT2 (voir figure suivante). Cette caractéristique rend le triac fort versatile.
Les
besoins en tension et en courant de la gâchette sont quelque peu différents dépendamment
du mode d’opération utilisé. Si l’opération se situe dans le quadrant I,
c’est-à-dire que la gâchette reçoit une impulsion positive par rapport à
MT1, et que MT2 est positive par rapport à MT1 (mode d’opération comparable
à celui du SCR), la gâchette est à ce moment la plus sensible. Dans ce mode
la gâchette nécessite le minimum de courant
pour commuter correctement le triac en conduction. Les trois autres modes
nécessitent de plus fortes impulsions de commande en particulier dans le
quadrant IV. Il en résulte qu’il faudra parfois recourir à des circuits de déclenchement
spéciaux pour s’assurer une commande symétrique du triac.
Commande
de puissance par angle d’amorçage alternatif
La
commande de puissance qui fait usage d’un SCR nécessite un pont redresseur de
fort calibre pour pouvoir travailler sur les deux alternances d’un cycle. Grâce
à sa caractéristique bidirectionnelle, le triac permet d’éliminer ce pont
redresseur. Par l’entremise de la gâchette unique, il règle la conduction
pour les demi-cycles positifs et négatifs comme le montre la figure précédente.
Tout
ce que le circuit de commande doit avoir de plus par rapport au montage à
simple SCR est un dispositif qui génère des impulsions de déclenchement
durant les alternances négatives et positives.
3.
Le DIAC (DIode for Alternative Current)
Comme
son symbole le laisse voir, il s'agit de deux diodes montées tête- bêche. Les
diodes ne sont pas de simples diodes, elles se comportent comme des diodes
zeners (relisez le chapitre consacré aux diodes). Le DIAC a été conçu spécifiquement
pour déclencher les “TRIACS” et les “SCR”. Voyons sa caractéristique.
Le
diac est une diode symétrique dont la caractéristique présente une résistance
négative dans les deux sens de conduction. Pour déclencher la conduction, il
suffit d’excéder, dans un sens ou dans l’autre, la tension de retournement
située entre 20 et 40 volts. De faible puissance, le diac est généralement
employé comme amorce pour déclencher un dispositif plus puissant comme le
triac.
Amorçage
d’un thyristor par un autre thyristor
Fonctionnement
:
La figure # 234
illustre le principe d’un circuit qui emploie un thyristor pour amorcer un
autre thyristor. Ce montage est bilatéral car il amorce durant les alternances
positives et négatives de la tension d’alimentation. Durant l’alternance
positive, C1 se fait charger via R1. Le triac, alors bloqué, ne provoque aucun
courant dans la charge RL.
Celle-ci ne
fait que passer le faible courant de charge nécessaire au réseau RC, courant
beaucoup trop minime pour être en mesure de la mettre en fonctionnement.
Lorsque la charge de C1 atteint et dépasse légèrement la tension de
retournement du diac, celui-ci passe de l’état ouvert à l’état
conducteur. La charge de C1 se trouve alors appliquée à la gâchette du triac,
lequel devient à son tour conducteur. Le même processus se déroule en sens
inverse durant une alternance négative.
Le réseau RC a
pour effet de retarder la montée de tension sur le diac ce qui permet, en
jouant sur la valeur de R1, de varier l’angle de conduction du triac.
Chapitre
8 : Les
oscillateurs
Partout où vous regarder dans le domaine de l'électronique, vous
trouverez des oscillateurs. Il y en a dans votre montre, votre téléviseur, vos
radios, votre voiture, votre ordinateur. Ils font tous appel au même principe
et bien que conçus pour des applications très différentes, répondent aux mêmes
critères.
À partir de
seulement une alimentation DC à l’entrée du circuit, on obtient une onde
alternative répétitive à la sortie. Un oscillateur est donc un circuit qui
convertit l’énergie électrique DC en énergie électrique CA.
Classification
Il existe une grande variété d'oscillateurs comme le montre le tableau
ci-dessous.
La
réaction positive ou rétroaction
Un oscillateur est composé
d'un amplificateur duquel on prélève une partie du signal de sortie que l'on réinjecte
vers l'entrée.
Nous avons déjà fait cela mais dans le but de stabiliser
l'amplificateur, d'augmenter sa bande passante et surtout de ne pas le
transformer en oscillateur.
Dans
le cas de l’oscillateur, le signal prélevé de la sortie sera réinjecté
en phase. C’est
ce qu’on appelle la réaction positive.
La
réaction positive consiste à prélever une fraction du signal amplifié et de
la retourner dans le circuit d’entrée avec un déphasage de 0 degré.
Le report d’énergie
est effectué par un circuit RC, LC ou un cristal (quartz). Si le sens des
connections est convenable, le courant de base tend à renforcer le courant de
collecteur qui lui a donné naissance et le système tombe en régime d’auto
entretien. Ce phénomène est appelé oscillation.
Si
nous appelons A le gain et l'amplificateur et ß
le gain du système de réaction, le critère de BARKHAUSEN définit
la condition pour que le système entre en oscillation.
Considérons
séparément chacun des deux éléments constitutifs d’un oscillateur
Nous
supposerons que l’amplificateur fonctionne en régime linéaire : à tout
signal sinusoïdal appliqué à son entrée, correspond un autre signal, lui
aussi sinusoïdal, recueilli sur sa sortie. Si V1 et V2 sont les amplitudes
respectives de ces tensions, on appelle gain de l’amplificateur, le rapport :
V2
A = ----------
V1
Généralement,
l’amplificateur introduit non seulement un gain, mais aussi un déphasage
entre les deux sinusoïdes, que nous noterons f1.
Ces
mêmes notions s’appliquent au réseau de rétroaction, bien que ce réseau
soit passif. Quelle soit la structure de ce réseau, on peut définir son gain,
rapport des amplitudes V4 et V3.
V4
ß = ----------
V3
Généralement,
le réseau de rétroaction atténue le signal qu’on lui applique, de sorte que
b est inférieur à l’unité. Pour sa part, ce réseau
introduit un déphasage que nous noterons f2.
Relions
maintenant les deux éléments en série (voir figure ci-dessus). La sortie de
l’amplificateur attaquant l’entrée du réseau passif, nous aurons à la
fois
V4
= A x ß x V1
f
= f1
+ f2
(A
x ß) est appelé gain en boucle ouverte
f
est le déphasage total
Si
V4 est supérieur à V1 et que le déphasage total est soit nul soit égal à un
multiple de 360o, on obtient l’auto entretien des oscillations en
refermons le montage sur lui-même.
A
x β
≥ 1
f1
+ f2
= 0o ± 360o x K
En
boucle fermé, le produit β
x VOUT
s’additionne à VIN,
de sorte que :
VOUT = A
VIN
+ A ß
VOUT
=>
VOUT –
A ß VOUT
= A VIN =>
VOUT (1
– A β) = A x
VIN
D’où
:
VOUT
A
------ =
-----------------
VIN
1
– A β
Pour
différentier ce gain du gain en boucle ouverte, on le notera AC
(c est mis pour close).
VOUT
A
ACL
= ------ = -----------------
VIN 1 – A β
Une
fois amorcée, l'oscillation se maintient pour A x β
= 1
Si
A x β
<1 l'oscillation cesse.
Si
A x β
> 1, l’amplitude des oscillations augmente jusqu’à la saturation de
l’amplificateur. Le signal de sortie ressemblera plus à un signal carré
qu’à une sinusoïde.
Dans
le cas d’un amplificateur émetteur commun, c’est la contre réaction
introduite par la résistance d’émetteur RE
qui joue le rôle de limiteur de sorte que l’amplificateur ne sature jamais.
Le
réseau de rétroaction ou de réaction positive devra prendre en compte le
montage utilisé, déphaser ou pas le signal et appliquer le taux qui convient
à l'entrée.
Comment réinjecter
la sortie vers l'entrée ?
Il existe plusieurs méthodes, celles-ci sont d'ailleurs
constitutives et descriptives du montage. Tel que les classiques : Colpitts,
Pierce, Hartley (du nom des inventeurs), voyons quels sont les procédés de
couplages les plus fréquemment utilisés.
En fonction du type de montage
utilisé, (souvenez-vous, il y a trois montages fondamentaux pour le transistor)
nous appliquerons ou pas un déphasage au signal prélevé.
Émetteur
commun : déphase de 180°
Collecteur
commun : ne déphasage
pas
Base
commune : ne déphasage pas
Le réseau
RC ou oscillateur à déphasage :
Voir le schéma ci-dessus, plusieurs commentaires d'abord :
-
l'amplificateur est un amplificateur émetteur commun, c-à-d que le
signal de sortie est déphasé de 180° par rapport à l'entrée.
-
Cet amplificateur est
polarisé en classe A de manière à offrir un signal le plus pur possible. Nous
verrons dans cette section que ce n'est pas une exigence systématique.
-
Le réseau de déphasage et
d'injection comporte 3 cellules RC identiques, d'une part pour déphaser le
signal de 180° (60° par cellule) et d'autre part pour atténuer le signal à
injecter vers l'entrée car nous n'avons pas besoin d'injecter un signal énorme
si nous tenons à conserver en sortie un signal sans distorsion. Ce type
d'oscillateur est sélectif, la fréquence d'oscillation est dictée par les
valeurs du réseau RC.
Comment s'amorce l'oscillation ?
C'est en général le problème
de tout oscillateur, le démarrage. L’oscillateur démarre-t-il tout seul dès
la mise sous tension ? Oui. En effet, pour que les oscillations prennent
naissance dans le circuit, il faut que son état de repos soit perturbé. Or, le
simple fait de fermer l’interrupteur qui alimente l’oscillateur provoque une
“secousse” électrique capable de déclencher l’état oscillatoire. Il y a
aussi les dérives thermiques, les tensions de bruit, qui pourraient jouer le même
rôle. En effet à la mise sous tension, le courant circule dans les composants
de l'amplificateur, du bruit (électrique) est généré, il est amplifié, le
bruit a pour caractéristique d'être large bande. La composante qui a la bonne
phase est ramenée vers l'entrée et le processus s'enclenche.
Le réseau
LC :
Identique
dans le principe (rétroaction du signal de sortie vers l'entrée), il est
composé d'une self et d'un condensateur. L'un ou les deux éléments peuvent être
variables, dans ce cas on pourra faire évoluer la fréquence d'oscillation.
La
fréquence d'oscillation sera déterminée majoritairement par la valeur de L et
de C et accessoirement par les capacités parasites du montages (elle existent
toujours).
On
évaluera approximativement la fréquence
d'oscillation par la classique formule de Thomson tirée du non moins célèbre
:
LCω2
= 1
Voyons l'allure d'un oscillateur à réseau LC :
Voyons
ce qui s'y produit. Imaginons que l'oscillateur oscille. Nous retrouvons nos
oscillations sur le collecteur, vous remarquerez qu'on a placé une self L2 en série.
Cette inductance qui présente un réactance élevée empêche l'énergie HF de
se propager dans l'alimentation ce qui serait dommageable. Le collecteur charge
un circuit accordé composé de L1 en // C1 C2. Une partie de la tension
alternative se développe aux bornes de C2 et est envoyée à la base du
transistor. Le système est bouclé, l'oscillation se produit.
Si
nous rendons un des éléments du circuit oscillant variable, self ou capacité,
notre oscillateur pourra osciller sur plusieurs fréquences.
Les différents types d'oscillateurs LC :
Nous allons voir dans cette section les quelques grands types
d'oscillateurs et leurs particularités. En fait il n'y a pas de grandes différences,
les principes généraux sont les mêmes pour tous.
1.
L'oscillateur Colpitts émetteur
commun
C'est
celui que nous venons de voir. Si nous réduisons le schéma à son équivalent
en alternatif ceci nous donne ce schéma qui est plus facile à comprendre.
Nous retrouvons ce que nous avions déjà vu en introduction à
l'oscillateur. Le collecteur charge un circuit accordé parallèle, un fraction
de la tension que l'on récupère
aux bornes de C2 est injectée dans la base ce qui maintient l'oscillation. Pour
l'approximation de la fréquence d'oscillation, il faut prendre en compte comme
capacité la résultante de C1//C2, car il faut également tenir compte et des
capacités parasites du montage et des capacités propres du transistor. Le
Colpitts a été l'un des premiers montage utilisé par les radioamateurs et a
donné naissance à quelques variantes toujours sur le même thème.
2.
L'oscillateur Colpitts
base commune
Vous retrouverez souvent le
montage Colpitts en montage oscillateur base commune, son principal avantage est
d'annuler l'effet de la capacité collecteur base du transistor. La tension de réinjection
est envoyée sur l'émetteur ce qui provoque bien des variations de polarisation
de la jonction base-émetteur et conséquemment une variation de courant Ic.
Le montage base commune (la base est à la masse du point
de vue alternatif par le biais du condensateur C3) permet à l'oscillateur de
fonctionner sur des fréquences plus élevées que son homologue émetteur
commun. Dans ce montage la tension de réaction est reprise aux bornes du
condensateur C2. On reconnaît un oscillateur Colpitts à son pont
diviseur capacitif.
3.
L'oscillateur Clapp
Le
Clapp est un dérivé et une amélioration du Colpitts. Dans le Colpitts les
capacités parasites du montage (et elles sont nombreuses, pensez à tous ces
fils parcourus par du courant et séparés par un diélectrique) et les capacités
intrinsèques du transistor influent fortement sur la fréquence d'oscillation.
Dans le Clapp, il a été rajouté une capacité en série dans le circuit
d'accord et c'est cette capacité qui est déterminante avec la self pour déterminer
la fréquence d'oscillation.
Schéma :
Par rapport au Colpitts, on note
la présence d'une capacité C3 en série avec la bobine L1. Pour déterminer ou
évaluer la fréquence d'oscillation, on appliquera la classique formule de
Thomson en utilisant la valeur de C3 pour C dans la formule. Le Clapp est plus
stable que le Colpitts
On
reconnaît un oscillateur Clapp car il s'agit d'un Colpitts avec un condensateur
en série dans le circuit d'accord.
4.
L'oscillateur Hartley
Dans cet
oscillateur, nous trouvons deux inductances en série en lieu et place du pont
diviseur capacitif. Les deux selfs représentées sur le schéma n'ont sont en
fait qu'une seule sur laquelle on réalise une prise. Le Hartley a été l'un
des premiers oscillateurs utilisé en radio.
Vous êtes habitué maintenant
au principe qui vous est devenu familier. Le collecteur charge un circuit accordé
c-à-d résonnant sur une fréquence f dictée par la valeur de L1+L2 et C. La
tension qui de développe aux bornes de L2 est envoyée à la base du transistor
ce qui maintient l'oscillation. Comme déjà dit les éléments L1 et L2 ne sont
qu'une seule self sur laquelle on vient faire une prise médiane. Il est ainsi
possible de régler le taux de réinjection en s'éloignant plus ou moins de la
masse.
On reconnaît l'oscillateur Hartley grâce aux deux
inductances (ou à la prise intermédiaire) du circuit résonnant.
Multivibrateur astable à ampli Op UA741
Un multivibrateur astable est une horloge qui
rythme le fonctionnement des circuits numériques. Son principe est basé sur la
charge et la décharge du condensateur C.
Multivibrateur astable à minuterie NE555
Le 555 est un
circuit électronique miniaturisé qui est utilisé comme temporisateur. Il est
basé sur la stabilité des circuits “RC” pour lesquels on peut prévoir le
temps dont ils ont besoin pour atteindre une tension donnée. Les étapes qui
suivent vont vous faire découvrir les fonctions des broches de ce circuit intégré
très courant.
L'alimentation
positive est assurée par la broche 8 ; la tension négative de la source doit
être branchée à la broche 1. Les broches sont numérotées selon le schéma
ci-dessous ; il y a au moins un marqueur dessiné sur le circuit intégré, soit
un point creusé dans le plastique dans un coin du C.I., soit une encoche au
centre du C.I. ; la broche 1 se trouve alors immédiatement à gauche de cette
encoche ou de ce point selon le cas. Les autres broches sont numérotées dans
le sens anti-horaire.
a.
Schéma fonctionnel du 555
La figure #3 représente un schéma fonctionnel d'une minuterie 555, une
minuterie intégrée à 8 broches. Le comparateur du haut a une entrée de seuil
(broche 6) et une entrée de commande (broche 5). Si l'entrée de commande n'est
pas utilisée alors la tension de commande est égale à 2 x (VCC / 3) et lorsque la tension de seuil dépasse
la tension de commande, la sortie du comparateur du haut met la bascule au
niveau haut.
Le comparateur du bas a son entrée inverseuse, appelée entrée de
basculement, reliée à la broche 2. L'entrée non inverseuse a une tension fixe
de VCC / 3.
Lorsque la tension d'entrée de basculement est légèrement inférieure à VCC
/ 3, la sortie de l'amplificateur opérationnel passe au niveau haut et
remet la bascule au niveau bas.
Le collecteur du
transistor à décharge est relié à la broche 7. Lorsque cette broche est
raccordée à un condensateur externe de minutage, la sortie Q de niveau de la
bascule sature le transistor et décharge le condensateur. Lorsque Q est au
niveau bas, le transistor s'ouvre et le condensateur se charge. Le signal complémentaire
de la bascule passe à la broche 3.
Et enfin si la
sortie externe de remise à niveau bas (broche 4) est mise à la masse, le
dispositif est inhibé (ne peut fonctionner).
b.
Fonctionnement en Oscillateur
Les VCO : Voltage Controlled Oscillators ou oscillateurs commandés en
tension :
Nous avons vu que l'on
pouvait faire varier la fréquence d'un oscillateur en ayant un des éléments
du circuit résonnant qui soit variable, que ce soit la self par le biais d'un
noyau plongeur soit par la capacité qui peut être un condensateur variable. On
peut fabriquer un oscillateur variable qui sera commandé par une tension, c-à-d
que la fréquence de sortie sera dépendante de la tension continue appliquée.
Ceci sera réalisé en remplaçant le condensateur variable (le CV) par un
dispositif à diodes Varicaps. Ces diodes ont la propriété de changer de
capacité en fonction de la tension continue qu'on leur applique. L'intérêt
d'un tel montage est de remplacer le CV mécanique, rare et cher par un
dispositif électronique peu coûteux, de plus le VCO est indispensable dès
lors que l'on veut réaliser un système fonctionnant en boucle comme un PLL.
(voir plus loin)
Voici un schéma tiré de l'excellent site de VK2TIP on y reconnaît un
classique oscillateur Hartley (la self et les prises). La fréquence
d'oscillation est commandée par un condensateur variable Cv. Modifions ce
circuit de manière à lui adapter des diodes varicap
et voilà, le CV a été remplacé par deux diodes varicap. Il
suffit d'injecter la tension de commande comme suit :
Vous trouvez à gauche le schéma
de la commande en tension continue de ce montage. Les résistances variables qui
entourent le potentiomètre servent à fixer les butées hautes et basses de
tension qui fixeront les valeurs limites hautes et basses d'oscillation du VCO.
Notez que le montage est sérieusement découplé par des condensateurs de manière
à obtenir une tension de commande aussi propre que possible.
Remarques sur la construction des oscillateurs :
Bien que la technique évolue
plus que rapidement, le constructeur amateur et radioamateur a souvent
l'occasion de procéder à l'expérimentation d'oscillateurs variables pour la réalisation
de VFO (Variable Frequency Oscillateur). Pour obtenir de bons résultats, il
faut respecter quelques règles simples :
- La
mécanique devra être de roc. Toute vibration transmise au montage sera
traduite par une variation de fréquence. On emploiera donc des matériaux
épais pour la boîte et le support de CI. Le VFO sera contenu dans une
enceinte close.
- La
self ne comportera pas de noyau, cet élément fort commode au demeurant,
apporte lui aussi beaucoup de dérive.
- On
réalisera la self avec du gros fil, celle-ci sera engluée dans une colle
pour éviter toute déformation.
- Les
condensateurs seront de première qualité, mica ou styroflex.
- L'alimentation
sera transmise au montage par le biais de condensateurs by-pass. Cette
alimentation sera stabilisée et à faible bruit ce qui exclut les régulations
par zener.
Caractérisation des oscillateurs :
Les oscillateurs variables comme les fixes d'ailleurs
ont des caractéristiques, voici brièvement ce qu'il faut avoir vu au moins une
fois.
Type d'oscillateur
- Hartley
- Colpitts
- Clapp
- Vackar
- Seiler
- Autre
Fréquence
ou bande de fréquence
Si l'oscillateur est variable,
cette variation pourra s'exprimer en % de la fréquence centrale. Ex un
oscillateur conçu pour être un VFO couvre de 5 à 5,5 MHz soit 10%.
Niveau du signal de
sortie
C'est une puissance qui pourra être exprimée en mW ou dBm sur 50 Ω
Distorsion
d'amplitude
Quand l'amplitude du signal de sortie n'est pas
constante sur un cycle, ce phénomène s'appelle distorsion d'amplitude.
Distorsion de phase ou bruit de phase, ou pureté spectrale
Peut-être le plus grave défaut qu'un oscillateur
puisse présenter. Il apparaît une variation de la phase du signal sur un cycle
ce qui génère du bruit. A votre gauche vous pouvez observer l'allure du
spectre d'un oscillateur. L'amplitude s'exprime par rapport à la fréquence et
non par rapport au temps comme sur un oscilloscope. On quantifie le bruit de
phase en mesurant dans une bande passante de 1 Hz la puissance de l'oscillateur
à un écart de x kHz par rapport à la fréquence centrale. La puissance à la
fréquence centrale vaut Ps et à x kHz Pssb. Le rapport détermine le bruit de
phase et s'exprime en dBC/Hz soit en dB par rapport à la porteuse par hertz à
un écart de x kHz
Stabilité
C'est la capacité qu'à un
oscillateur à osciller sur une même fréquence. Ceci s'exprime en ppm (part
par million) en fonction du temps.
Les PLL (Phase lock Loop) ou oscillateurs à verrouillage de phase :
Ce chapitre eut été
incomplet si nous n'avions évoqué les PLL. Ils remplacent très tranquillement
souvent en moins bien les classiques oscillateurs que nous venons de voir
ci-dessus. Vous en trouvez naturellement dans vos émetteurs-récepteurs, dans
vos ordinateurs (avant c'était un quartz qui oscillait mais vu les fréquences
atteintes maintenant, cette mission est dévolue à un synthétiseur). Voyons
comment cela fonctionne.
Le
but à atteindre :
Fournir une tension sinusoïdale,
sur une plage de fréquence f1 à fn stable en amplitude et en phase.
Les
limitations des oscillateurs classiques :
Les oscillateurs LC
classiques ont une limitation de taille, la stabilité en fonction de la fréquence
de travail. La SSB et la CW demandent une excellente stabilité des oscillateurs
sous peine de transformer la voix écoutée en canard très rapidement. Au delà
d'une quinzaine de MHz la tâche devient difficile.
Une
idée de solution :
Comparer et réajuster la fréquence
d'oscillation d'un oscillateur libre par rapport à une référence ultra
stable.
Voici ci-dessus le synoptique
d'un système à verrouillage de phase autrement appelé synthétiseur. Le
principe n'est pas récent mais il a fallu attendre le développement de
composants idoines pour passer à l'étape industrielle.
Comment
cela marche t'il ?
Nous
trouvons dans le 1er bloc à gauche l'oscillateur de référence.
C'est un
vulgaire oscillateur à quartz (étude au prochain chapitre). Sa particularité
est d'être très stable car la fréquence d'oscillation est contrôlée par un
cristal de quartz. La stabilité est de 2 à 5 ppm dans la gamme des températures
usuelles. La fréquence d'oscillation, en fonction du montage, est basse, entre
5 et 10 MHz
Deuxième
bloc fonctionnel le comparateur de phase.
Cet ensemble
comporte deux entrées et une sortie. Sur les entrées, on applique les signaux
à comparer, la sortie nous fournit une indication sous forme de créneaux et
pics de tension de l'écart entre les deux fréquences d'entrée.
Troisième bloc fonctionnel, le filtre de
boucle
Comme son nom l'indique, il
s'agit d'un filtre composé de résistances et capacités qui a la lourde tâche
de convertir les impulsions issues du comparateur de phase en une tension
continue
Quatrième
bloc, le VCO où oscillateur commandé en tension
C'est un oscillateur commandé
en tension, la fréquence de sortie évolue en fonction de la tension appliquée
au(x) varicap(s). Il couvre l'intégralité de la gamme à écouter ou sur
laquelle transmettre, sa stabilité intrinsèque doit être bonne.
Et pour finir le bloc des diviseurs programmables
Une entrée, une sortie. A l'entrée on applique un
signal qui ressortira divisé en sortie en fonction du nombre diviseur que l'on
demandera. On aura donc en sortie
Fs = Fe/ n
Fs = fréquence de sortie, Fe celle d'entrée et n, rang du diviseur.
- Supposons
le montage fonctionnant et accroché et reportons nous à la sortie. Nous
avons une fréquence F de 100 MHz par exemple bien stable qui y est présente.
Ce signal de fréquence F est envoyé au diviseur programmable.
L'oscillateur de référence oscille à la fréquence de 1 MHz. Supposons
que nous ayons affiché sur notre diviseur programmable la valeur 100. En
entrée nous avons une fréquence de 100 MHz et en sortie 100/100 = 1 MHz.
Le comparateur de phase voit deux signaux à comparer, l'un de 1 MHz de
l'oscillateur, l'autre en provenance du diviseur également de 1 MHz. La
sortie du comparateur fournit les mêmes types de créneaux sans évolution
puisque les signaux sont identiques et en phase. le filtre de boucle filtre
et envoie une tension stable de commande aux varicaps. Le système est
verrouillé.
- Imaginons
maintenant que le VCO sous l'influence d'un choc ou de la température se
mette à changer de fréquence et passe à 101 MHz. Ce signal est envoyé au
diviseur qui restitue en sortie une fréquence de 101/100 = 1,01 MHz. Le
comparateur de phase détecte cette différence et produit des créneaux de
tension qui intégrés par le filtre de boucle vont produire une nouvelle
tension de commande qui va ramener le VCO à 100 MHz. Pensez que l'occurence
est très rapide, il y a beaucoup de cycles par seconde.
- Maintenant
nous voulons volontairement changer de fréquence et passer sur 90 MHz. Nous
allons agir sur les diviseurs programmables et afficher 90. L'écart apparaîtra
sur la sortie du comparateur etc. jusqu'au verrouillage à 90 MHz.
L'exemple est volontairement simpliste, il ne sert qu'à appréhender
le fonctionnement des synthétiseurs.
Les synthétiseurs ont un gros défaut : ils sont
terriblement bruyants et n'égalent pas en pureté spectrale les oscillateurs
classiques ou à quartz. Un oscillateur bruyant, utilisé comme oscillateur
local d'un récepteur, vous fournira une réception dégradée en présence de
puissants signaux adjacents.
Nous allons nous arrêter ici pour l'étude des
oscillateurs "libres", nous étudierons au prochain chapitre les
oscillateurs à quartz.
